一种低功耗低压差线性稳压器系统

摘要

本发明公开了一种低功耗低压差线性稳压器系统，包含：低功耗基准电路；欠压锁定电路，与所述的低功耗基准电路连接；低压差线性稳压器电路，分别与所述的低功耗基准电路及欠压锁定电路连接；其中，所述的低功耗基准电路向所述的欠压锁定电路输出基准电压信号；所述的低功耗基准电路向所述的低压差线性稳压器电路输出偏置电流信号及基准电压信号；所述的欠压锁定电路向所述的低压差线性稳压器电路输出欠压锁定高使能信号及欠压锁定低使能信号。本发明能够显著提高LDO电路的瞬态响应性能。

权利要求

1.一种低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，包含：

低功耗基准电路；

欠压锁定电路，与所述的低功耗基准电路连接；

低压差线性稳压器电路，分别与所述的低功耗基准电路及欠压锁定电路连接；其中所述的低功耗基准电路向所述的欠压锁定电路输出基准电压信号；

所述的低功耗基准电路向所述的低压差线性稳压器电路输出偏置电流信号及基准电压信号；

所述的欠压锁定电路向所述的低压差线性稳压器电路输出欠压锁定高使能信号及欠压锁定低使能信号；

所述的低压差线性稳压器电路包含一误差放大器、功率调整管、串联分压电阻及补偿电容，其中所述的误差放大器包含若干个输入端，分别与所述的低功耗基准电路及欠压锁定电路连接，用于接收低功耗基准电路输出的偏置电流信号、基准电压信号及欠压锁定电路输出的欠压锁定高使能信号、欠压锁定低使能信号；所述的功率调整管的栅极与所述的误差放大器的输出端连接，所述的功率调整管的源极连接电源，所述的功率调整管的漏极被配置为低压差线性稳压器电路的输出端，并且通过串联分压电阻接地，所述的补偿电容一端与所述的功率调整管的漏极连接，另一端连接至误差放大器基准电压信号的输入端。

2.如权利要求1所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的欠压锁定电路包含：电源检测电路，其输入端连接一电源；

欠压保护比较器，其反相输入端与所述的电源检测电路的输出端连接，同相输入端与所述的基准电压信号输出端连接，输出端通过串接的第一级反相器和第二级反相器反馈至电源检测电路的反馈输入端；其中所述的第一级反相器的输出端输出欠压锁定高使能信号至低压差线性稳压器电路；

所述的第二级反相器的输出端输出欠压锁定低使能信号至低压差线性稳压器电路。

3.如权利要求2所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的电源检测电路包含依次串接第一电阻、第二电阻、第三电阻，所述的第一电阻与第二电阻之间设置一第一晶体管，所述的第一晶体管的栅极及所述的第一电阻的一端与电源连接，所述的第一电阻的另一端与所述的第一晶体管的漏极连接，所述的第一晶体管的源极与所述的第二电阻的一端连接，并连接至欠压保护比较器的反相输入端，所述的第二电阻的另一端与所述的第三电阻连接，所述的第三电阻的另一端接地，还包含一第二晶体管，所述的第二晶体管的源极接地，所述的第二晶体管的栅极被配置为电源检测电路的反馈输入端，所述的第二晶体管的漏极连接至第二电阻与第三电阻公共端。

4.如权利要求1所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的误差放大器为全对称跨导运算放大器。

5.如权利要求1所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的低压差线性稳压器电路还包含一负载电容，所述的负载电容一端与低压差线性稳压器电路的输出端连接，另一端接地；一负载电阻，所述的负载电阻一端与低压差线性稳压器电路的输出端连接，另一端接地。

6.如权利要求5所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的负载电容为陶瓷电容。

7.如权利要求5或6所述的低功耗低压差线性稳压器系统，其特征在于，所述的负载电容的容量为1微法。

说明书

一种低功耗低压差线性稳压器系统

技术领域

[0001] 本发明涉及电源管理技术领域，具体涉及一种低功耗低压差线性稳压器系统，应用于导航系统中，并且具有带欠压保护功能。

背景技术

[0002] 低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)凭借着结构简单、低功耗、低输出噪声、占用芯片面积少以及低廉的价格等优点，在便携式电子产品中得到广泛的应用。相比于直流转直流的DC-DC变换器，LDO具有低纹波，低输出噪声等优点，使得在一些对输出电压精度和稳定性要求比较严格的场合，LDO具有不可比拟的优势，市场发展前景非常广阔。

[0003] 现有技术中的LDO电路如图1所示，其由基准电压VR、运算放大器A、MOS驱动管Q、串联分压电阻(R1、R2)构成，基准电压VR输入运算放大器A的同时，由分压电阻R1采样到的信号同时输入运算放大器A，运算放大器A比较采样信号和基准电压VR的电压值大小，然后将比较结果输出至MOS驱动管Q的栅极对其进行控制，从而实现对MOS驱动管Q的驱动调整。

[0004] 为了使现有技术中的LDO电路输出稳定的电压，通常需要在输出端外接一个大负载电容CL，利用这个大负载电容CL和其等效串联电阻ESR产生一个左半平面零点对系统进行补偿，保证系统稳定性，而且此补偿方案需要满足一定的负载电流范围。

[0005] 随着电路设计向小型化发展及陶瓷电容的使用越来越广泛，并且陶瓷电容的ESR(等效串联电阻)很小，与相应的电容产生的零点会在很高频的地方，是达不到补偿的目的的。

[0006] 现有技术中的LDO系统功耗一般也要在几十微安以上。在一些低功耗系统中，也不常用此类架构；较多研究低功耗的LDO大多采用无BGR的结构，虽然其功耗较低，电路本身结构也较简单，而其得到的结果是精度并不高。

[0007] 现有技术中的UVLO电路如图2所示，当基准电路和欠压保护(UVLO) 比较器共用同一个电源VDD时，基准电路是需要一定的电源电压才能建立的。如果当VREF的电压值不是电源VDD一上电就是一个稳定的电压值时，就会存在刚开始时，检测电压A点就高于VREF电压，这样就导致了误触发。

发明内容

[0008] 本发明的目的在于提供一种低功耗低压差线性稳压器系统，在低压差线性稳压器外采用陶瓷电容，在输出电压出现过冲和下冲时大大减小了输出电压的尖峰，显著提高了其瞬态响应性能。

[0009] 为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：一种低功耗低压差线性稳压器系统，其特点是，包含：

[0010] 低功耗基准电路；

[0011] 欠压锁定电路，与所述的低功耗基准电路连接；

[0012] 低压差线性稳压器电路，分别与所述的低功耗基准电路及欠压锁定电路连接；其中

[0013] 所述的低功耗基准电路向所述的欠压锁定电路输出基准电压信号；

[0014] 所述的低功耗基准电路向所述的低压差线性稳压器电路输出偏置电流信号及基准电压信号；

[0015] 所述的欠压锁定电路向所述的低压差线性稳压器电路输出欠压锁定高使能信号及欠压锁定低使能信号。

[0016] 所述的欠压锁定电路包含：

[0017] 电源检测电路，其输入端连接一电源；

[0018] 欠压保护比较器，其反相输入端与所述的电源检测电路的输出端连接，同相输入端与所述的基准电压信号输出端连接，输出端通过串接的第一级反相器和第二级反相器反馈至电源检测电路的反馈输入端；其中

[0019] 所述的第一级反相器的输出端输出欠压锁定高使能信号至低压差线性稳压器电路；

[0020] 所述的第二级反相器的输出端输出欠压锁定低使能信号至低压差线性稳压器电路。

[0021] 所述的电源检测电路包含依次串接第一电阻、第二电阻、第三电阻，所述的第一电阻与第二电阻之间设置一第一晶体管，所述的第一晶体管的栅极及所述的第一电阻的一端与电源连接，所述的第一电阻的另一端与所述的第一晶体管的漏极连接，所述的第一晶体管的源极与所述的第二电阻的一端连接，并连接至欠压保护比较器的反相输入端，所述的第二电阻的另一端与所述的第三电阻连接，所述的第三电阻的另一端接地，还包含一第二晶体管，所述的第二晶体管的源极接地，所述的第二晶体管的栅极被配置为电源检测电路的反馈输入端，所述的第二晶体管的漏极连接至第二电阻与第三电阻公共端。

[0022] 所述的低压差线性稳压器电路包含一误差放大器、功率调整管、串联分压电阻及补偿电容，其中所述的误差放大器包含若干个输入端，分别与所述的低功耗基准电路及欠压锁定电路连接，用于接收低功耗基准电路输出的偏置电流信号、基准电压信号及欠压锁定电路输出的欠压锁定高使能信号、欠压锁定低使能信号；所述的功率调整管的栅极与所述的误差放大器的输出端连接，所述的功率调整管的源极连接电源，所述的功率调整管的漏极被配置为低压差线性稳压器电路的输出端，并且通过串联分压电阻接地，所述的补充电容一端与所述的功率调整管的漏极连接，另一端连接至误差放大器基准电压信号的输入端。

[0023] 所述的误差放大器为全对称跨导运算放大器。

[0024] 所述的低压差线性稳压器电路还包含一负载电容，所述的负载电容一端与低压差线性稳压器电路的输出端连接，另一端接地；一负载电阻，所述的负载电阻一端与低压差线性稳压器电路的输出端连接，另一端接地。

[0025] 所述的负载电容为陶瓷电容。

[0026] 所述的负载电容的容量为1微法。

[0027] 本发明一种低功耗低压差线性稳压器系统与现有技术相比具有以下优点：在低压差线性稳压器外采用陶瓷电容，在输出电压出现过冲和下冲时大大减小了输出电压的尖峰，显著提高了其瞬态响应性能；设有补偿电路，在系统负载最小时，主极点在输出端，当负载最大是，主极点在内部，能达到整个负载范围内的稳定性。

附图说明

[0028] 图1为现有技术中的LDO电路的整体结构示意图；

[0029] 图2为现有技术中的UVLO电路的整体结构示意图；

[0030] 图3为本发明一种低功耗低压差线性稳压器系统的整体结构示意图；

[0031] 图4为电路在轻载重载情况下的仿真波特图；

[0032] 图5为LDO的小信号分析示意图。

具体实施方式

[0033] 以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。

[0034] 一种低功耗低压差线性稳压器系统，如图3所示，包含：低功耗基准电路100(采用常规的低功耗基准电路设计，静态功耗IQ＝2.8uA，不作为本专利的重点部分描述)；欠压锁定电路200(UVLO)，与所述的低功耗基准电路100连接；低压差线性稳压器电路300(LDO)，分别与所述的低功耗基准电路100及欠压锁定电路200连接；其中，所述的低功耗基准电路100向所述的欠压锁定电路200输出基准电压信号VREF；所述的低功耗基准电路100向所述的低压差线性稳压器电路300输出偏置电流信号VBIAS及基准电压信号VREF；所述的欠压锁定电路200向所述的低压差线性稳压器电路300输出欠压锁定高使能信号UVLO_H及欠压锁定低使能信号UVLO_L。

[0035] 在本实施例中，如图3所示，所述的欠压锁定电路200包含：电源检测电路，其输入端连接一电源VDD；欠压保护比较器201，其反相输入端与所述的电源检测电路的输出端连接，同相输入端与所述的基准电压信号VREF输出端连接，输出端通过串接的第一级反相器202和第二级反相器203反馈至电源检测电路的反馈输入端；其中，所述的第一级反相器202的输出端输出欠压锁定高使能信号UVLO_H至低压差线性稳压器电路300；所述的第二级反相器203的输出端输出欠压锁定低使能信号UVLO_L至低压差线性稳压器电路300。

[0036] 在本实施例中，如图3所示，所述的电源检测电路包含依次串接第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3，所述的第一电阻R1与第二电阻R2之间设置一第一晶体管MN2，所述的第一晶体管MN2的栅极及所述的第一电阻R1的一端与电源连接，所述的第一电阻R1的另一端与所述的第一晶体管MN2的漏极连接，所述的第一晶体管MN2的源极与所述的第二电阻R2的一端连接，并连接至欠压保护比较器201的反相输入端，所述的第二电阻R2的另一端与所述的第三电阻R3连接，所述的第三电阻R3的另一端接地，还包含一第二晶体管MN3，所述的第二晶体管MN3的源极接地，所述的第二晶体管MN3的栅极被配置为电源检测电路的反馈输入端，所述的第二晶体管MN3的漏极连接至第二电阻R2与第三电阻R3公共端。

[0037] 在本实施例中，如图3并结合图4所示，根据系统方案要求，在电源VDD低于1.5V，关断LDO；高于1.6V，开启LDO。在本发明中使用第一晶体管MN2(NMOS管)，栅极接电源VDD置于电源检测电路的电阻链中，可以确保在VREF未建立好之前，第一晶体管MN2关闭，保证B点的电压一直低于VREF电压，即可保证UVLO不会发生误触发。当B点电压低于VREF，欠压保护比较器201输出高电平，经过第一级反相器202和第一级反相器203，UVLO_H电压为低电平，UVLO_L电压为高电平。UVLO_L电平反馈给第二晶体管MN3，此时第二晶体管MN3开启，上升比较电压需要较高；当VREF电压基本建立时，第一晶体管MN2开启，电源检测电路开始检测电源VDD电压，当B点电压比VREF电压高时，欠压保护比较器201输出低电平，经过第一级反相器202和第一级反相器203，UVLO_H电压为高电平，UVLO_L电压为低电平。UVLO_L电平反馈给第二晶体管MN3，此时第二晶体管MN3关断，电源VDD下降的检测电压变低，实现了迟滞功能。UVLO_H和UVLO_L做为输出信号分别提供给LDO相关的控制端，保证在电源VDD高于1.6V后，LDO能正常开启，VDD低于1.5V后，LDO能关断，不提供输出电压。

[0038] 在本实施例中，如图3所示，所述的低压差线性稳压器电路300包含一误差放大器、功率调整管Mpower、串联分压电阻(RF1、RF2)及补偿电容，其中所述的误差放大器包含若干个输入端，分别与所述的低功耗基准电路100及欠压锁定电路200连接，用于接收低功耗基准电路100输出的偏置电流信号、基准电压信号及欠压锁定电路200输出的欠压锁定高使能信号、欠压锁定低使能信号；所述的功率调整管Mpower的栅极与所述的误差放大器的输出端连接，所述的功率调整管Mpower的源极连接电源VDD，所述的功率调整管Mpower的漏极被配置为低压差线性稳压器电路300的输出端，并且通过串联分压电阻接地，所述的补充电容Cc一端与所述的功率调整管Mpower的漏极连接，另一端连接至误差放大器基准电压信号的输入端。

[0039] 在本实施例中，如图3所示，为了保证后级电路的正常工作，所述的低压差线性稳压器电路300还包含一负载电容CL(片外)，所述的负载电容CL一端与低压差线性稳压器电路300的输出端连接，另一端接地；一负载电阻RL，所述的负载电阻RL一端与低压差线性稳压器电路300的输出端连接，另一端接地；较佳地，负载电容CL为陶瓷电容；优选地，负载电容CL的容量为1微法。

[0040] 在本实施例中，低压差线性稳压器电路300的负载能力为10uA～2mA。为了保证系统在整个电路范围的稳定性，该方案未采用常规的miller补偿，此方案对输出电容较小的方案有明显的效果，在输出电容较大时，不能改善LDO的稳定。

[0041] 在本实施例中，误差放大器为全对称跨导运算放大器，MP2和MP3为输入对管，正相端接串联分压电阻RF1和RF2公共端，反相端接VREF。MP4和MP5为电流镜像管，MN4和MN5及MN6和MN7为电流镜像管。MP5和MP7的漏极公共端接功率调整管Mpower的栅极。

[0042] 在本发明中的补偿方式：补充电容Cc一端接MP2和MN5的公共端，另一端接输出VOUT。本发明中的补偿方式，在系统负载最小时，主极点在输出端，当重载时，主极点在内部，能达到整个负载范围内的稳定性。

[0043] 补偿稳定性分析：LDO的小信号等效电路如图5所示，其中Gm1为误差放大器，跨导为gm1；Gmp为功率放大级，跨导为gmp；GC为反馈级，跨导为gmc，MN5管采样反馈电流，采样电阻为1/gmMN5，MN4管放大，gmc＝gmMN4＝gmMN5，节点N1处的输出等效电阻电容分别为ro1和C1，输出节点处的负载电阻电容为RL和CL，

[0044] 对小信号图进行KCL方程：

[0045] N1:

[0046] VOUT:

[0047] N2:s*CL*(VOUT-VN2)＝VN2*gmMN5；

[0048] 通过上述方程化简得传递函数：

[0049]

[0050] 其中：

[0051] a＝RL(CL+gmp*ro1*Cc)；

[0052] b＝RL*CL*ro1*C1；

[0053] c＝C1*Cc*CL*ro1*RL/gmMN5

[0054] 根据负载电流的变化，可以得到轻载和重载不同情况下的具体传递函数。轻载时，gmp较小，CL*RL》gmp*ro1*Cc*RL，则传递函数可以化简为：

[0055]

[0056] 此函数中，有一对零极点相互抵消，剩下两个极点，一个主极点在VOUT端，且频率很低，在GBW内只存在这个极点，满足系统稳定性。

[0057] 当重载时，gmp会随负载电流的增大而增大，当变大到足够大的时候认为：gmp*ro1*Cc*RL》CL*RL。则传递函数近似如下：

[0058]

[0059] 在重载条件中Pd＝1/(gmp*Cc*ro1*RL)变成主极点，Pnd＝gmp*Cc/(C1*CL)为次极点。这种情况下环路的最大单位增益带宽ωu＝gm1/Cc，保证在重载条件下Pnd>ωu。同时在系统的相位欲度和稳定性会随着负载电流的增加而提升。

[0060] 尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。