一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法

摘要

本发明涉及一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，用于LCL型Z源逆变器并网系统中，包括以下步骤：1)采集电网电流以及LCL滤波器中滤波电容电流，经双电流环控制、SPWM控制后输出SPWM开关驱动信号；2)采集Z源网络的电容电压，经电压环控制后输出直通信号D0；3)根据SPWM开关驱动信号和直通信号D0得到优化后的开关驱动信号。与现有技术相比，本发明具有稳定性好、并网功率因数高、控制精度高、鲁棒性强的优点。

权利要求

1.一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，用于LCL型Z源逆变器并网系统中，其特征在于，包括以下步骤：

1)采集电网电流以及LCL滤波器中滤波电容电流，经双电流环控制、SPWM控制后输出SPWM开关驱动信号；

2)采集Z源网络的电容电压，经电压环控制后输出直通信号D0；

3)根据SPWM开关驱动信号和直通信号D0得到优化后的开关驱动信号；

所述双电流环控制包括电流外环控制和电流内环控制，所述步骤1)具体为：

11)电流外环控制：

采集三相电网电流，三相电网电流经坐标变换得到αβ轴电网电流；

采集电网电压相位角，dq轴参考电流基于电网电压相位角的坐标变换得到αβ轴参考电流；

将αβ轴参考电流与αβ轴电网电流求差输入到第一PI控制器，得到αβ轴PI控制电流；

12)电流内环控制：

采集LCL滤波器中三相滤波电容电流，三相滤波电容电流经坐标变换得到αβ轴滤波电容电流；

将αβ轴PI控制电流与αβ轴滤波电容电流求差输入到P控制器，得到αβ轴P控制电流；

13)SPWM控制：

αβ轴P控制电流经坐标变换后输入到SPWM控制模块，得到SPWM开关驱动信号；

所述第一PI控制器和P控制器内的控制参数通过极点配置法得到，具体为：a：根据系统的传递函数得出系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：式中，L1为LCL滤波器中逆变器侧滤波电感值，L2为LCL滤波器中网侧滤波电感值，C为LCL滤波器中滤波电容值，Ke为P控制器的比例系数，Kpwm为SPWM控制模块的逆变桥等效系数，Kp为第一PI控制器的比例系数，Ki为第一PI控制器的积分系数，s为复变量；

b：由Butterworth低通滤波器设计系数库得到系统最佳阻尼比ζ1、ζ2；

由得到的最佳阻尼比对极点进行配置，配置原则为：所有极点均在以自然振荡频率ωn为半径的圆上，得到极点s1、s2、s3、s4的表达式为：经过极点配置得出的系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：D(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4)         (3)；

c：由公式(1)、(2)、(3)联立得到控制参数Kp、Ki、Ke。

2.根据权利要求1所述的一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，其特征在于，所述步骤2)具体为：采集Z源网络的电容电压uc，参考电容电压与电压值u′c求差后输入第二PI控制器，得到直通信号D0，其中，u′c＝uc/(1-d0)，d0是指直通信号的占空比。

3.根据权利要求1所述的一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，其特征在于，所述步骤3)具体为：

31)根据直通信号D0得到第一参考电压Vp和第二参考电压Vn，Vp＝D0，Vn＝－D0；

32)Vp、Vn与SPWM控制模块中的三角载波相交，当三角载波大于Vp或三角载波小于Vn时给相应的直通开关信号；

33)将SPWM控制模块输出的SPWM开关驱动信号与步骤32)得到的直通开关信号两者取或运算后，得到优化后的开关驱动信号。

说明书

一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电网控制领域，尤其是涉及一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法。

背景技术

[0002] 随着能源危机的日益严峻，开发利用新能源成为必然。光伏、风能发电作为清洁的新能源发电方式，受到了极大的关注。并网逆变器是新能源利用的重要部分，传统逆变器统一桥臂上下功率管不能同时导通，否则会造成短路。另一方面，电压型逆变器本身为降压型逆变器，在输入电压较低或波动范围较大时，前级需加入升压电路，这会导致系统结构复杂、效率变低。为解决此问题，彭方正教授提出了Z源逆变器。

[0003] Z源逆变器通过引入特殊的阻抗网络，能够克服电压源逆变器的不足。Z源逆变器利用同一桥臂上下功率开关的直通状态来实现对输入电压的升压功能，因此属于升降压型逆变器。同时，由于直通状态成为逆变器的一种正常工作模式，由电磁干扰等所造成的直通状态不会损坏逆变器，并且可避免有死区时间引起的输出波形畸变。

[0004] 三相Z源逆变器一般都采用高频脉宽调制下的电流控制，会导致大量高次谐波注入电网之中，为保证较好的入网电流质量，采用LCL滤波器进行滤波。但其所带来的谐振峰不可忽略，并且会影响系统的稳定性。为抑制谐振峰，采用有源阻尼方案，即以电容电流为内环，以电网电流为外环构成双环控制来消减谐振峰，提高系统稳定性。

发明内容

[0005] 本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，通过引入Z源逆变器来克服传统逆变器的缺陷，同时采用LCL滤波器对并网电流的高次谐波进行有效滤除，为抑制谐振峰，采用有源阻尼控制。该控制方法可以保证系统稳定性，提高并网电流的质量和功率因数。同时系统的快速性得到提升，使系统具有很强的鲁棒性。

[0006] 本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

[0007] 一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法，用于LCL型Z源逆变器并网系统中，包括以下步骤：

[0008] 1)采集电网电流以及LCL滤波器中滤波电容电流，经双电流环控制、SPWM控制后输出SPWM开关驱动信号；

[0009] 2)采集Z源网络的电容电压，经电压环控制后输出直通信号D0；

[0010] 3)根据SPWM开关驱动信号和直通信号D0得到优化后的开关驱动信号。

[0011] 所述双电流环控制包括电流外环控制和电流内环控制，所述步骤1)具体为：

[0012] 11)电流外环控制：

[0013] 采集三相电网电流，三相电网电流经坐标变换得到αβ轴电网电流；

[0014] 采集电网电压相位角，dq轴参考电流基于电网电压相位角的坐标变换得到αβ轴参考电流；

[0015] 将αβ轴参考电流与αβ轴电网电流求差输入到第一PI控制器，得到αβ轴PI控制电流；

[0016] 12)电流内环控制：

[0017] 采集LCL滤波器中三相滤波电容电流，三相滤波电容电流经坐标变换得到αβ轴滤波电容电流；

[0018] 将αβ轴PI控制电流与αβ轴滤波电容电流求差输入到P控制器，得到αβ轴P控制电流；

[0019] 13)SPWM控制：

[0020] αβ轴P控制电流经坐标变换后输入到SPWM控制模块，得到SPWM开关驱动信号。

[0021] 所述第一PI控制器和P控制器内的控制参数通过极点配置法得到，具体为：

[0022] a：根据系统的传递函数得出系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：

[0023]

[0024] 式中，L1为LCL滤波器中逆变器侧滤波电感值，L2为LCL滤波器中网侧滤波电感值，C为LCL滤波器中滤波电容值，Ke为P控制器的比例系数，Kpwm为SPWM控制模块的逆变桥等效系数，Kp为第一PI控制器的比例系数，Ki为第一PI控制器的积分系数，s为复变量；

[0025] b：由Butterworth低通滤波器设计系数库得到系统最佳阻尼比ζ1、ζ2；

[0026] 由得到的最佳阻尼比对极点进行配置，配置原则为：所有极点均在以自然振荡频率ωn为半径的圆上，得到极点s1、s2、s3、s4的表达式为：

[0027]

[0028] 经过极点配置得出的系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：

[0029] D(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4)   (3)；

[0030] c：由公式(1)、(2)、(3)联立得到控制参数Kp、Ki、Ke。

[0031] 所述步骤2)具体为：

[0032] 采集Z源网络的电容电压uc，参考电容电压与电压值u′c求差后输入第二PI控制器，得到直通信号D0，其中，u′c＝uc/(1-d0)，d0是指直通信号的占空比。

[0033] 所述步骤3)具体为：

[0034] 31)根据直通信号D0得到第一参考电压Vp和第二参考电压Vn，Vp＝D0，Vn＝－D0；

[0035] 32)Vp、Vn与SPWM控制模块中的三角载波相交，当三角载波大于Vp或三角载波小于Vn时给相应的直通开关信号；

[0036] 33)将SPWM控制模块输出的SPWM开关驱动信号与步骤32)得到的直通开关信号两者取或运算后，得到优化后的开关驱动信号。

[0037] 与现有技术相比，本发明具有以下优点：

[0038] 1、本发明通过将Z源逆变器与LCL滤波器相结合，Z源逆变器具有升降压的功能，无需插入死区时间等优点，采用LCL滤波器进行滤波可以减少X型网络的引入导致并网电压电流谐波含量大的影响，提升了逆变器的输出范围，同时对并网电流高次谐波进行了有效滤除，采用有源阻尼控制方案，即利用电网电流外环，电容电流内环的双电流环来增加系统阻尼，消除LCL滤波器易引起谐振峰，通过合理设计控制参数，使得系统在稳定的前提下，具有良好的动态和静态特性。

[0039] 2、本发明控制方法通过电流传感器采集两组电流值，一组为电网电流，一组为滤波器电容电流。为降低控制复杂度分别将两组电流进行Clarke变换，变换后构成双电流环，对其分别进行控制，此双环可以有效降低并网电流谐波、抑制谐振峰的出现。为避免多次调节控制参数，采用极点配置的方法得出最优的控制参数。为维持电网电压稳定，这是系统稳定运行的前提，利用电压传感器对Z源网络电容电压进行采样，与参考电压比较后经过调节器产生直通信号，电压环的控制可以有效维持电网电压的稳定该控制方法具有稳定性好、并网功率因数高、控制精度高、鲁棒性强的优点。控制简单，实用性强。

[0040] 3、本发明将传统的SPWM开关信号与电压环产生的直通信号进行叠加，最终产生三相逆变器所需的开关驱动信号。该信号经过驱动电路后控制逆变器功率管的开通与关断，进而可以维持电网电压的稳定，控制并网电流的幅值与相位，减小入网电路的THD，保证较高电流质量。

[0041] 4、当要求输出电压高于输入电压时传统逆变器是不符合要求的，如果再用传统逆变器的话，就必须加入直流-直流变换器，增加了系统体积和成本，与传统电压源逆变器相比，本发明利用的Z源逆变器可以实现升降压变换而无需再前级加入DC-DC变换器，降低里系统的体积与成本；允许同一桥臂上下两个功率管同时导通，不会由于短路而造成烧毁器件，提高了电路的安全性；弥补了传统逆变器的不足，提升了输出电压的范围，不用插入死区时间从而减小了波形畸变。

[0042] 5、本发明利用LCL滤波器对电网电流进行滤波，可以有效滤除并网电流中的高次谐波，能够有效改善并网电流质量，有效治理电网中的谐波污染，从而可以维持电网中EMI敏感设备正常运行。

[0043] 6、本发明Z源逆变器独有的升降压功能可以满足新能源发电的一些特殊要求，新能源发电短时具有不确定性，电压有高有低，变化范围比较大传统逆变器可能无法满足其要求。而本发明适合于太阳能、风能发电等新能源发电形式，并且可将其推广到其他的单相和三相并网逆变器系统中，具有控制精度高，动静态性能好，并网功率因数高以及可靠性强等优点。

附图说明

[0044] 图1为基于LCL滤波有源阻尼控制的Z源逆变器并网控制框图；

[0045] 图2为简单升压调制原理图；

[0046] 图3为LCL滤波器数学模型图；

[0047] 图4为双电流环控制框图；

[0048] 图5为极点配置图；

[0049] 图6为Z源电容电压图；

[0050] 图7为直流链电压图；

[0051] 图8为d0＝0.3时逆变器功率管开关信号图；

[0052] 图9为稳态时电网电压和并网电流图；

[0053] 图10为指令变化时电网电压和并网电流图。

具体实施方式

[0054] 下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

[0055] 如图1所示，LCL型Z源逆变器并网系统包括依次连接的直流电压源Udc，Z源(阻抗)网络、三相逆变器和LCL滤波器，Z源逆变器包括电感L1z、L2z、电容C1、C2，LCL滤波器包括逆变器侧三相电感L1a、L1b、L1c、三相滤波电容Ca、Cb、Cc和网侧三相电感L2a、L2b、L2c，最后输出三相电压Ua、Ub、Uc。

[0056] 一种用于Z源逆变器LCL滤波的有源阻尼控制方法的整体控制框图如图1所示，包括以下步骤：

[0057] 1)采集电网电流以及LCL滤波器中滤波电容电流，经双电流环控制、SPWM控制后输出SPWM开关驱动信号；

[0058] 2)采集Z源网络的电容电压，经电压环控制后输出直通信号D0；

[0059] 3)根据SPWM开关驱动信号和直通信号D0得到优化后的开关驱动信号。

[0060] 其中，有源阻尼控制的双电流环控制包括电流外环控制和电流内环控制，步骤1)具体为：

[0061] 11)电流外环控制：

[0062] 由电网电流检测变送器采集三相电网电流i2a、i2b、i2c，三相电网电流经由三相静止坐标系转换到两相静止坐标系的坐标变换得到αβ轴电网电流i2α、i2β；

[0063] 为保证系统以单位功率因数进行并网，采用两相旋转坐标系下的参考电流i*d和i*q，且让i*q＝0。采集电网电压相位角，dq轴参考电流i*d和i*q基于电网电压相位角的由两相旋转坐标系下转换到两相静止坐标系的坐标变换得到αβ轴参考电流 和 电网电压相位角θ由三相电压锁相环PLL得到，θ＝ωt，ω为角速度，t为时间；

[0064] 将αβ轴参考电流 分别对应与αβ轴电网电流i2α、i2β求差输入到第一PI控制器(图1中符号PI1)进行处理，以此构成电网电流外环，得到αβ轴PI控制电流；

[0065] 12)电流内环控制：

[0066] 由电容电流检测变送器采集LCL滤波器中三相滤波电容电流，三相滤波电容电流经坐标变换得到αβ轴滤波电容电流icα、icβ；

[0067] 将αβ轴PI控制电流与αβ轴滤波电容电流求差输入到P控制器，得到αβ轴P控制电流，从而构成电流内环，此双环可以有效降低并网电流谐波、抑制谐振峰的出现；

[0068] 13)SPWM控制：

[0069] αβ轴P控制电流经由两相静止坐标系转换到三相静止坐标系的坐标变换后输入到产生功率管开断信号的SPWM控制模块，得到传统逆变器的SPWM开关驱动信号。

[0070] 为维持电网电压的稳定性，增加了电压控制环，并由步骤2)实现电压控制环，具体为：

[0071] 由电容电压检测变送器采集Z源网络的电容电压uc，参考电容电压 与电压值u′c求差后输入第二PI控制器(图1中符号PI2)，得到Z源逆变器所特有的直通信号D0，其中，u′c＝uc/(1-d0)，d0是指直通信号的占空比，则电Z源网络的容电压升高时相应的直通信号变小，相反Z源网络的电容电压降低时直通信号会变大，以此来维持并网电压的稳定。

[0072] 步骤3)具体为：

[0073] 31)根据直通信号D0得到第一参考电压Vp和第二参考电压Vn，Vp＝D0，Vn＝－D0；

[0074] 32)Vp、Vn与SPWM控制模块中的三角载波相交，当三角载波大于Vp或三角载波小于Vn时给相应的直通开关信号；

[0075] 33)将SPWM控制模块输出的SPWM开关驱动信号与步骤32)得到的直通开关信号两者取或运算(即相叠加)后，得到优化后的开关驱动信号，用于控制Z源逆变器，进而控制并网逆变器系统入网电流的幅值和相位以及并网电流质量。

[0076] 对于Z源逆变器电压环传统的控制方式为：采集电容电压与参考电压比较，之后经过PI调节器调节，送给外环参考电流 直通信号给固定的值，而本发明的步骤2)、3)与Z源逆变器电压环传统的控制方式不同，本发明的优点在于将PI调节器的输出信号送给图2中的Vp和Vn,，通过控制它们的上下移动来调节直通占空比的大小，进而可以根据电网电压的变化动态改变直通插入值。

[0077] D0为直通信号，确切的说只是泛指直通信号，并不是实际的一系列方波信号，而是指图2中的Vp，经过求相反数后得到Vn，通过控制Vp和Vn的大小(上下移动)从而控制插入直通信号的大小。如图2所示，(1)双电流环输出经过两相静止坐标系到三相静止坐标系的变化后得到三相调制波信号Ua，Ub，Uc。(2)Ua，Ub，Uc与三角载波信号相交当三角波大于三角载波时给相应的触发信号，从而得到传统逆变器所需的开关信号。(3)电压环经过PI控制器调节后得到图2中的Vp信号，Vp取反得到Vn。(4)Vp，Vn与三角载波相交，当三角载波大于Vp，或三角载波小于Vn时给相应的直通开关信号。(5)直通信号的大小可以通过调节PI控制Vp的大小(Vp，Vn的上下移动)来控制。(6)最后将传统逆变器的开关信号，与电压环得到的直通开关信号两者取“或”即对两者进行叠加从而得到Z源逆变器所需的总的开关信号(包括传统信号和直通开关信号)，即图2中Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn开关驱动信号。即当三角波正峰值大于Vp时，或三角波负峰值小于Vn时加入直通矢量，逆变器三相桥臂直通，此时直通矢量被安排在传统零矢量的中间。

[0078] 第一PI控制器和P控制器内的控制参数通过极点配置法得到，具体为：

[0079] a：根据系统的传递函数得出系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：

[0080]

[0081] 式中，L1为LCL滤波器中逆变器侧滤波电感值(即L1a、L1b、L1c的电感值)，L2为LCL滤波器中网侧滤波电感值(即L2a、L2b、L2c的电感值)，C为LCL滤波器中滤波电容值(即Ca、Cb、Cc的电容值)，Ke为P控制器的比例系数，Kpwm为SPWM控制模块的逆变桥等效系数，Kp为第一PI控制器的比例系数，Ki为第一PI控制器的积分系数，s为复变量；

[0082] b：极点配置：由Butterworth低通滤波器设计系数库得到系统最佳阻尼比ζ1、ζ2；

[0083] 由得到的最佳阻尼比对极点进行配置，配置原则为：所有极点均在以自然振荡频率ωn为半径的圆上，极点的具体位置由阻尼比来确定其关系为θ′＝π-arcos(ξ)，ξ为阻尼比参数，θ′为极点配置角度，四个极点两两关于实轴对称，得到极点s1、s2、s3、s4的表达式为：

[0084]

[0085] 经过极点配置得出的系统的特征方程公式D(s)，满足以下公式：

[0086] D(s)＝(s-s1)(s-s2)(s-s3)(s-s4)   (3)；

[0087] c：由公式(1)、(2)、(3)联立得到控制参数Kp、Ki、Ke。

[0088] 为了验证上述理论分析的正确性，对本控制方法进行了仿真研究。

[0089] 主要的电路参数：直流电压源Udc＝500V，Z源网络电感L1z＝L2z＝5mH，Z源网络电容C1＝C2＝220μF，LCL滤波器靠近逆变器侧的电感值L1＝L1a＝L1b＝L1c＝8.6mH，电容值C＝Ca＝Cb＝Cc＝11μF，靠近网侧电感值L2＝L2a＝L2b＝L2c＝1.4mH，网侧电压峰值为Ua＝Ub＝Uc＝311.1V，参考电压 调制比m＝0.75，开关频率f＝10kHz，指令电流15A。

[0090] 传统方式为多次调节PI值最后得出较好的仿真波形，本发明则是通过求出相应的传函，通过极点配置的方法得出最优的控制参数，从而避免了多次调参的缺点。图3为LCL滤波器的数学模型图，uinv表示逆变器输出侧电压，i1表示电感L1a的电流，i2表示并网电流，表示三相滤波电容的电压，ug为外部电网电压，图4为双电流环控制框图， 为参考电流，ic为三相滤波电容的电流，ul2为网侧滤波电感的电压，图5为极点配置框图，图5中两个角度实际是通过两个阻尼比计算而来的，本系统为四阶系统，而四阶系统的最佳阻尼比是由Butterworth低通滤波器的设计系数库得来，以此配置系统具有最佳的性能。由图4可得出双环系统的传递函数为

[0091]

[0092] A1＝KpKeKpwm，A0＝KiKeKpwm

[0093] B4＝L1L2C，B3＝L2CKeKpwm，B2＝L1+L2

[0094] B1＝KpKeKpwm，B0＝KiKeKpwm

[0095] 系统的特征方程为

[0096]

[0097] 由劳斯-赫尔维茨稳定判据可得系统稳定的条件为

[0098]

[0099] 由图5极点配置图进行极点配置所有的极点都在以自然振荡频率ωn为半径的圆上， 与滤波电感电容值有关，且阻尼比ξ1＝0.3827，ξ2＝0.9239，图5中阻尼比满足公式ξ＝arcos(|xp|/ωn)，xp为配置极点的横坐标，则极点的表达式为

[0100]

[0101] 经过极点配置得出的系统特征方程为

[0102]

[0103] 最终得出控制参数Kp＝1.16，Ki＝3886，Ke＝0.194。

[0104] 图6表示了将直通占空比d0＝0.3的信号插入到传统逆变器开关信号后得到的总的开关信号，图7表示当直通信号插入后运行所得的Z源网络电容电压波形，大体满足uc＝(1-d0)/(1-2d0)Udc的关系，图8表示直流链升电压图也符合Vin＝1/(1-2d0)Udc的关系。说明电压环能够很好地起作用，即能保证并网电压的稳定，这是系统稳定运行的前提。

[0105] 对于电流环，图9表示了稳态时电网电压和并网电流，并网电流的谐波畸变率为1.62％，完全满足并网要求，而其几乎达到了单位功率因数并网。为了验证系统的动态性能，将指令电流从0.05s时由原来的15A变化到25A，图10表示了指令电流变化时的情况，从图中可以看出该控制系统具有很好地动态性能，鲁棒性能很强，从而也证明了所提控制方法的有效性。