补偿电路和应用其的控制电路

摘要

公开了一种补偿电路及应用其的控制电路，通过将输入电压反馈到所述补偿网络以提高所述补偿电路对于输入电压的响应速度，由此，可以在具有较大延迟、并可以使得输入电流较好地跟随输入电压的补偿信号上叠加输入电压的变化，从而在提高功率变换器的功率因数和总谐波畸变率的同时对于输入电压变化快速响应保持输出稳定。

权利要求

1.一种补偿电路，用于功率变换器的控制环路，所述补偿电路包括：补偿网络，用于生成补偿信号；

输入反馈电路，用于将输入电压反馈到所述补偿网络使得所述补偿信号以相反的方式随输入电压波动，以提高所述补偿电路对于输入电压的响应速度。

2.根据权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述补偿网络被设置为使得所述功率变换器具有期望的功率因数和/或谐波畸变率。

3.根据权利要求1或2所述的补偿电路，其特征在于，所述补偿网络包括串联在补偿信号输出端和参考端之间的补偿电容和补偿电阻。

4.根据权利要求3所述的补偿电路，其特征在于，所述输入反馈电路包括：采样电容，设置于采样端和参考端之间；

分压电阻，连接在所述采样端和中间端之间；

其中，所述采样端的电压随所述输入电压反向同步变化，所述中间端为所述补偿电容和所述补偿电阻的公共端。

5.根据权利要求4所述的补偿电路，其特征在于，所述输入反馈电路还包括：切换元件，连接在输入电压同步端和所述采样端之间，随所述功率变换器的功率开关同步导通和截止；

所述输入电压同步端的电压在所述功率开关导通期间与所述输入电压同步。

6.根据权利要求5所述的补偿电路，其特征在于，所述功率变换器为源边控制反激式变换器，所述电压同步端为辅助绕组的同名端。

7.根据权利要求5或6所述的补偿电路，其特征在于，所述切换元件为二极管，阴极与所述输入电压同步端连接，阳极与所述采样端连接；或者，所述切换元件为受控开关元件，根据开关控制信号随所述功率变换器的功率开关同步导通和关断。

8.一种控制电路，用于控制功率变换器的功率级电路，所述控制电路包括如权利要求

1-7中任一项所述的补偿电路。

说明书

补偿电路和应用其的控制电路

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种补偿电路和应用其的控制电路。

背景技术

[0002] 现有技术中，在功率变换器的控制环路中，通常会通过补偿电路来调节控制环路响应于反馈参量做出调整的速度，采用快环可以使得系统对于输入电压的抖动快速响应，从而消除输入电压抖动引起的输出电流/电压变化。图1是常见的补偿电路的示意图，补偿电路通常包括跨导放大器GM以及补偿网络CP，补偿网络由补偿电容C1和补偿电阻R1构成。图2是应用了图1所示的补偿电路的原边控制反激式变换器的电路示意图，其中控制电路包括由电阻、电容、二极管等构成的外围电路以及集成电路芯片IC。其中，集成电路的COMP引脚对应于跨导放大器GM的输出端。

[0003] 为了获得较快的响应速度，通常会将补偿电容C1和补偿电阻R1设置为较小值。这样可以使得控制环路响应速度较快，在遇到输入电压突然增大时，环路可以进行快速调节，防止由于输入的突然增大引起多余的能量传递到输出端，导致输出电压或电流不稳定。在输入突然变小时，环路则会控制功率级电路加大能量输出，维持输出电压或电流稳定。

[0004] 但是，补偿信号的变化会影响到开关型变换器的功率开关的导通时间，如果控制环路响应速度较快，则补偿信号在一个工频周期内的变化较大，对应使得功率开关的导通时间也会有较大变化，这会导致输入电流无法跟随输入电压，输入电流波形畸变比较严重，基波分量比较小。功率变换器具有较差的功率因数(Power Factor，PF)和总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion,THD)。这是设计人员所不期望的。

发明内容

[0005] 有鉴于此，本发明提供一种补偿电路和应用其的控制电路，在提高功率变换器的功率因数和总谐波畸变率的同时对于输入电压变化快速响应保持输出稳定。

[0006] 第一方面，提供一种补偿电路，用于功率变换器的控制环路，所述补偿电路包括：

[0007] 补偿网络，用于生成补偿信号；

[0008] 输入反馈电路，用于将输入电压反馈到所述补偿网络以提高所述补偿电路对于输入电压的响应速度。

[0009] 优选地，所述补偿网络被设置为使得所述功率变换器具有期望的功率因数和/或谐波畸变率。

[0010] 优选地，所述输入反馈电路用于将输入电压负反馈到所述补偿网络使得所述补偿信号以相反的方式随输入电压波动。

[0011] 优选地，所述补偿网络包括串联在补偿信号输出端和参考端之间的补偿电容和补偿电阻。

[0012] 优选地，所述输入反馈电路包括：

[0013] 采样电容，设置于所述采样端和参考端之间；

[0014] 分压电阻，连接在所述采样端和中间端之间；

[0015] 其中，所述采样端的电压随所述输入电压反向同步变化，所述中间端为所述补偿电容和所述补偿电阻的公共端。

[0016] 优选地，所述输入反馈电路还包括：

[0017] 切换元件，连接在输入电压同步端和所述采样端之间，随所述功率变换器的功率开关同步导通和截止；

[0018] 所述输入电压同步端的电压在所述功率开关导通期间与所述输入电压同步。

[0019] 优选地，所述功率变换器为源边控制反激式变换器，所述电压同步端为辅助绕组的同名端。

[0020] 优选地，所述切换元件为二极管，阴极与所述输入电压同步端连接，阳极与所述采样端连接；或者，

[0021] 所述切换元件为受控开关元件，根据开关控制信号随所述功率变换器的功率开关同步导通和关断。

[0022] 第二方面，提供一种控制电路，用于控制功率变换器的功率级电路，所述控制电路包括如上所述的补偿电路。

[0023] 通过将输入电压反馈到所述补偿网络以提高所述补偿电路对于输入电压的响应速度，由此，可以在具有较大延迟、并可以使得输入电流较好地跟随输入电压的补偿信号上叠加输入电压的变化，从而在提高功率变换器的功率因数和总谐波畸变率的同时对于输入电压变化快速响应保持输出稳定。

附图说明

[0024] 通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

[0025] 图1是现有的补偿电路的示意图；

[0026] 图2是现有的原边控制反激式变换器的示意图；

[0027] 图3是本发明实施例的补偿电路的示意图；

[0028] 图4是本发明实施例的原边控制反激式变换器的示意图；

[0029] 图5a是不设置输入反馈电路的功率变换器的工作波形图；

[0030] 图5b是本发明实施例的功率变换器的工作波形图。

具体实施方式

[0031] 以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

[0032] 此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

[0033] 同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

[0034] 除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

[0035] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

[0036] 图3是本发明实施例的补偿电路的示意图。如图3所示，所述补偿电路包括放大电路AP、补偿网络CP以及输入反馈电路FB。放大电路AP用于放大误差信号Verr。放大电路AP可以为跨导放大器，也可以运算放大器。补偿网络CP以与放大电路AP相适配的方式设置。在放大电路AP为跨导放大器时，补偿网络CP可以包括连接在跨导放大器输出端和参考端(接地端)之间的补偿电容C1和补偿电阻R1。其中，补偿电容C1与跨导放大器输出端连接，补偿电阻R1与参考端连接。在放大电路为运算放大器时，补偿网络CP可以为跨接在运算放大器输入端和输出端以及误差信号输入端之间的电阻电容网络。补偿网络CP可以为现有技术中的任意类型的补偿网络，用于根据放大后的误差信号生成补偿信号Vcomp。补偿信号Vcomp用于体现一段时间内的电路参量(输出电压或输出电流或其它参量)的平均值偏离期望值的程度，以供控制环路生成控制信号调节功率级电路的工作保持输出满足预期。输入反馈电路FB用于将输入电压Vin或与输入电压Vin成比例的电压反馈到补偿网络CP以提高补偿电路对于输入电压的响应速度。也即，输入反馈电路FB输入p*Vin输出q*Vin到补偿网络CP。输入反馈电路FB与为了获取当前电路状态的反馈电路不同，其直接将反馈参量作用到补偿网络CP，从而在补偿信号Vcomp上叠加一个体现输入电压的变化的分量。由此，控制环路可以对于输入电压的变化具有更快的响应速度。优选地，在需要保持输出稳定时，将输入电压负反馈到所述补偿网络使得所述补偿信号随输入电压以相反的方式波动，由此，可是实现对于输入波动的快速调整。

[0037] 由此，通过将输入电压反馈到所述补偿网络以提高所述补偿电路对于输入电压的响应速度，由此，可以在具有较大延迟、并可以使得输入电流较好地跟随输入电压的补偿信号上叠加输入电压的变化，从而在提高功率变换器的功率因数和总谐波畸变率的同时对于输入电压变化快速响应保持输出稳定。

[0038] 应理解，本发明实施例的补偿电路可以应用于各种不同种类的功率变换器的控制环路。下面以应用于原边反激式变换器为例对本发明实施例的补偿电路做进一步说明。图4是本发明实施例的原边控制反激式变换器的示意图。如图4所示，原边控制反激式变换器包括变压器、功率开关Q、副边整流滤波电路41以及控制电路。其中，变压器包括原边绕组L1和副边绕组L2。控制电路包括集成电路IC、补偿网络CP、辅助绕组L3、输入电压反馈电路FB以及其它电路。功率开关Q连接在原边绕组L1和接地端之间，通过控制电流流过原边绕组L1的时间，控制输出到副边的功率。集成电路IC中集成了控制环路的必要部件，例如误差放大电路、过零检测电路等。集成电路IC中还集成了补偿电路的放大电路，其对外的引脚为COMP(本实施例以放大电路采用跨导放大器为例进行说明)。在集成电路IC上，引脚ZCS为过零检测引脚、ISEN为原边电流检测引脚、GND为参考端引脚、VIN为供电引脚、DRV为控制信号输出引脚。补偿网络CP与引脚COMP连接，以在引脚COMP处生成补偿信号。集成电路IC可以根据引脚COMP处的补偿信号经由内部电路生成控制信号输出到功率开关Q的控制端。辅助绕组L3的作用是与原边绕组以及副边绕组耦合，从而采集获得副边绕组两端的电压，该电压可以被用于过零检测，还可以用于电路启动后为集成电路IC供电。在本发明实施例中，由于辅助绕组L3的电压可以表征输入电压，因此，其可以用来作为输入电压同步端使用。在本实施例中，补偿网络CP包括补偿电容C1和补偿电阻R1。在取值上，通过将补偿电容C1设置为具有较大的电容值，同时保持补偿电阻R1具有较小的电阻值，可以使得控制环路的响应速度减慢，这可以使得输入电流更好地跟随输入电压，输入电流波形更接近于正弦，即基波分量较大。同时，可以使得补偿信号在一个工频周期内变化较小，使得功率开关Q的导通时间在一个工频周期内基本恒定，从而获得较高的功率因数和较好的总谐波畸变率。但是，如果不设置输入反馈电路，则由于环路响应慢，输出容易随输入突变，导致输出不稳定。

[0039] 在图4中，输入反馈电路FB包括切换元件D1、分压电阻R2和采样电容C2。其中，切换元件D1为二极管，其连接在输入电压同步端i和采样端s之间，随所述功率变换器的功率开关同步导通和截止。分压电阻R2连接在采样端s和中间端m之间。中间端m为补偿网络CP中补偿电容C1和补偿电阻R1的公共端。采样电容C2设置于采样端s和参考端之间。其中，输入电压同步端i在开关周期内的预定时间段可被施加一个随所述输入电压反向同步变化的同步电压，该同步电压可以通过各种方式获得。在图4中，利用辅助绕组L3不接地的一端作为输入电压同步端。在功率开关Q导通时，施加到原边绕组L1上的电压约等于输入电压。此时，副边绕组L2的两端电压与原边绕组L1上的电压成比例，其同名端电压低于接地端的电压，从而同名端电压为负。辅助绕组L3同名端的电压与副边绕组L2的电压成比例，其同名端的电压也为负，且其幅度与输入电压Vin成比例。也即，Vi＝-kVin，k为正。由此，辅助绕组L3同名端电压随所述输入电压反向同步变化。由于二极管D1的阴极与辅助绕组L3同名端，阳极与采样端s连接。因此，在功率开关Q导通期间，二极管D1也导通。在功率开关Q关断期间，副边绕组L2利用原有的储能向输出端输出电流，此时，其同名端的电压为正。与副边绕组L2保持一致的辅助绕组L3的同名端电压也同样为正。因此，在功率开关Q关断期间，二极管D1也关断。由此，二极管D1可以随功率开关Q基本同步地导通或截止。这使得采样端始终作用一个所述输入电压反向同步变化的电压。采样电容C2用于对该电压Vs进行保持，同时，分压电阻R2用于与补偿电阻R1组成一个分压网络，对Vs进行分压，将幅值与输入电压成比例的负电压作用在补偿电容C1上，从而使得补偿信号Vcomp随输入电压基本同步变化。

[0040] 图5a是不设置输入反馈电路的功率变换器的工作波形图。图5b是本发明实施例的功率变换器的工作波形图。在图5a中，在两个工频周期的范围内，补偿信号Vcomp基本保持恒定，同时，中间端电压Vm也保持恒定，由此，在输入电压Vin突然升高时，电路不能对此作出响应，输出电流会对应地升高，从而导致输出电流Iout不稳定。而在图5b中，在设置了输入反馈电路后，中间端电压Vm随输入电压的波动而反相波动，由于补偿电容C1的电容值较大，其两端电压基本保持稳定，因此，补偿信号Vcomp等于Vm加Vc1，相当于在Vm上叠加一个恒定的电压，因此，补偿信号Vcomp也随输入电压的波动反向波动。在输入电压突然升高时，补偿信号Vcomp相应地减小，控制环路据此调整功率开关Q的导通时间，从而使得输出电流Iout保持稳定。同时，由于补偿电容C1设置得较大，电路仍然能将功率因数和总谐波畸变率保持在期望值。

[0041] 可选地，输入反馈电路FB中的切换元件可以替换为受控开关元件，例如金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)，由控制功率开关的控制信号控制，从而与其同步导通和关断。

[0042] 而且，图4所示的进行输入电压负反馈的方式也仅为示例，本领域技术人员可以选取其它方式获取与输入电压反向同步变化的参量来对补偿信号施加影响。

[0043] 在可以获得一个在整个开关周期内均与输入电压反向同步变化的参量时，则切换元件可以被省略。

[0044] 同时，本发明实施例的补偿电路并不限于使用在具有其他拓扑结构的功率变换器上，例如，其可以应用在具有辅助绕组的降压型(BUCK)变换器上。

[0045] 以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。