一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法

摘要

本发明公开了一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法，在转子角度和转速的估算中，高频信号注入法尤其适合零速和低速，同时采用模糊控制器替代传统PI速度调节器。在永磁同步电机矢量控制系统中，由于传统的PI调节器延时明显，自适应能力不高等因素，而模糊控制的鲁棒性强，干扰和参数变化对控制效果的影响被大大减弱，尤其适合于非线性、时变及纯滞后系统的控制，模糊控制是基于启发性的知识及语言决策规则设计的，这有利于模拟人工控制的过程和方法，增强控制系统的适应能力，具有一定的智能水平，对那些数学模型难以获取、动态特性不易掌握或变化非常显著的对象非常适用。

权利要求

1.一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：步骤1：交流永磁同步电机检测输出三相电流ia、ib和ic；

步骤2：三相电流ia、ib和ic经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ；

步骤3：两相定子电流iα和iβ经过Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流id和iq；

步骤4：将转子参数估算模块内的全维观测器中估算出转子转速的估计值 乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速n*进行作差，差值通过模糊控制器PI调节后输出参考转矩步骤5：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到q轴参考电流 与步骤3中得到的电流iq进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压uq；

步骤6：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到d轴参考电流 与步骤3中得到的电流id进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压ud；

步骤7：将步骤5中输出的q轴参考电压uq和步骤6中输出的d轴参考电压ud经过Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压uα和uβ；

步骤8：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ、注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入转子参数估算模块内进行估算处理，估算出转子转速的估计值 和转子位置的估计值 具体包括以下步骤；

步骤81：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只包含高频电流负序成分iαi-in和iβi-in；

步骤82：将步骤81得到的高频电流负序成分iαi-in和iβi-in与外部注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi一并作为外差法的输入，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe；

步骤83：将得到的误差角度θe与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入全维观测器进行估算处理，得到估计角度 和估计速度步骤9：将步骤7中的两相控制电压uα和uβ与注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi进行叠加后进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压ua、ub和uc，从而控制永磁同步电机。

2.根据权利要求1所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤4中，具体包括以下步骤：步骤41：将估算的转子转速n与实际的转子转速给定值n*进行作差运算得到精确值e，精确值e经过A/D转换后把模拟量转换成数字量并送入模糊控制器；

步骤42：将步骤41中得到的数字量经过模糊控制器模糊处理后输出精确值u；

步骤43：将步骤42中的精确值u经过D/A转换后把数字量转换为模拟量，并输出参考转矩

3.根据权利要求2所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤42中，具体包括以下步骤：步骤421：将步骤41中的数字量经过模糊量化处理，得到一模糊值e；

步骤422：将模糊值e结合模糊控制规则R根据推理合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量u，模糊值u＝e*R；

步骤423：将模糊值u进行去模糊化处理，得到精确值u。

4.根据权利要求1所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤81中，通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只含高频电流负序成分，其矢量表达式为：式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi＝ωit，ωi代表该注入电压信号的角频率，θi代表该注入电压信号的角度，iin代表电流负序的幅值。

5.根据权利要求1所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤82中，注入的电压信号：式中，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号uαsi的角频率；

载波信号注入后，电机坐标下的电压方程为：

式中，Use代表正序电流幅值，ωr代表转子角频率；

在此高频电压注入下，产生的电流将由三部分组成：第一部分是与注入的电压旋转方向相同的正序电流，第二部分是与旋转电压方向相反的负序电流，第三部分是由三相绕组不对称产生的零序电流，电流响应可以表示为：其中，

式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi代表该注入电压信号的角频率为ωi，iin代表电流负序的幅值，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号的角频率，L代表平均电感，ΔL代表空间调制电感；

从公式(8)中得出，只有高频响应电流的负序成分中含有转子位置信息，通过滤波器将电源产生的频率成分和正序电流分量滤除，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe，再利用全维观测器提取出转子位置信息。

6.根据权利要求5所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤82中，将iαi、iβi分别乘以 和 然后作差：式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度， 代表高频电压注入法获得的转子初判角，ωi代表注入电压信号的角频率；

其中，第一项为含电流的高频分量，第二项为仅含转子位置的信息，通过低通滤波可得转子位置的误差信号，从而：在角度误差很小的情况下，

式中，θe为转子位置的误差角度。

7.根据权利要求1所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤83中，转子转速的估计值通过以下公式求得：交流永磁同步电机的运动方程可以表示为：

式中,J为转动惯量，TL代表负载转矩；

电机转子在一个采样周期Ts上的角位移公式是:

式中，t0代表转子开始时间，T代表转子经过时间；

采样周期很短，上式表示为:

式中，ωr代表转子角速度；

由式(13)和(15)可以得到：

电机系统中负载变换缓慢，所以可认为：

将式(13)、(16)及(17)改写成矩阵形式:

式中，l1、l2和l3三个表示的是在观测器中的增益值；

通过极点配置的方式来设置合理的全维观测器，离散化后的全维观测器方程为：

8.根据权利要求1所述的一种基于旋转高频注入法和模糊PI控制的无速度传感器控制方法，其特征在于，在步骤8中，向两相静止直角坐标系α-β中注入高频旋转电压信号uasi和uβsi为：uαsi＝Usisinωit   (20)

uβsi＝Usicosωit   (21)

其中，Usi是注入的高频电压信号的幅值,ωi为注入的高频电压信号的角频率。

说明书

一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无速度传感器测速技术领域，具体涉及一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法。

背景技术

[0002] 永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM)具有功率密度高、能量转换效率高、调速范围广、体积小、重量轻等优点，在工业、民用、军事等领域得到广泛的应用。

[0003] 永磁同步电机的控制需要获得电机转子的位置和速度信息，目前应用比较普遍的位置传感器包括光电编码器、旋转变压器等装置，而这些装置的使用不但增加了系统的体积和成本，降低了系统的可靠性，也限制了永磁同步电机在特殊环境下的应用，为解决机械传感器带来的诸多缺陷，无传感器控制技术的研究已成为国内外的研究热点，并取得了一定成果，但还存在许多问题。最重要的是目前还没有一种单一的无传感器技术能够适用于在各种运行条件下有效地控制电机。现有技术中，或适用于低速运行，或适用于高速运行，或受电机参数影响较大，或计算量很大、结构复杂，或稳定性不是很好。

[0004] 在电机速度检测过程中，机械传感器存在很多难以解决的缺点。如：在一些特殊的工作环境下(高温，高压)，其提供的信息精度不值得信赖；同时使用机械传感器使电机控制系统成本的增加、维护困难等。此外，因为常规PI控制器一般都会存在一个问题——积分饱和。所谓积分饱和，是指系统存在一个方向的偏差时，PI控制器的积分环节不断累加，最终到达控制器的限幅值，即使继续积分作用，控制器输出不变，所以出现了积分饱和。一旦系统出现反向偏差，控制器反向积分，控制器输出逐渐从饱和区退出，退出的时间与之间积分饱和的深度有关。但是，在退饱和的时间内，控制器输出还是在限幅值，此时容易出现调节滞后，导致系统性能变差。

发明内容

[0005] 为了克服现有的基于无速度传感器的永磁同步电机的转子角度、转速估计方法存在的原理复杂、计算量大以及积分饱和的问题，现在特别提出一种具有较高动态性能且易于工程实现的一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法，通过模糊控制器调整PI调节器的比例积分系数，以使PI调节器能在电机很宽的速度范围内都具有良好的动稳态性能。

[0006] 为了达到上述发明目的，解决其技术问题所采用的技术方案如下：

[0007] 一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法，包括以下步骤：

[0008] 步骤1：交流永磁同步电机检测输出三相电流ia、ib和ic；

[0009] 步骤2：三相电流ia、ib和ic经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ；

[0010] 步骤3：两相定子电流iα和iβ经过Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q 下的两相电流id和iq；

[0011] 步骤4：将转子参数估算模块内的全维观测器中估算出转子转速的估计值 乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速 n*进行作差，差值通过模糊控制器PI调节后输出参考转矩

[0012] 步骤5：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到q轴参考电流 与步骤3中得到的电流iq进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压uq；

[0013] 步骤6：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到d轴参考电流 与步骤3中得到的电流id进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压ud；

[0014] 步骤7：将步骤5中输出的q轴参考电压uq和步骤6中输出的d轴参考电压 ud经过Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压uα和uβ；

[0015] 步骤8：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ、注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入转子参数估算模块内进行估算处理，估算出转子转速的估计值 和转子位置的估计值

[0016] 步骤9：将步骤7中的两相控制电压uα和uβ与注入的旋转两相高频电压信号 uasi和uβsi进行叠加后进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压ua、ub和uc，从而控制永磁同步电机。

[0017] 进一步的，在步骤4中，具体包括以下步骤：

[0018] 步骤41：将估算的转子转速n与实际的转子转速给定值n*进行作差运算得到精确值e，精确值e经过A/D转换后把模拟量转换成数字量并送入模糊控制器；

[0019] 步骤42：将步骤41中得到的数字量经过模糊控制器模糊处理后输出精确值 u；

[0020] 步骤43：将步骤42中的精确值u经过D/A转换后把数字量转换为模拟量，并输出参考转矩Te*。

[0021] 进一步的，在步骤42中，具体包括以下步骤：

[0022] 步骤421：将步骤41中的数字量经过模糊量化处理，得到一模糊值e；

[0023] 步骤422：将模糊值e结合模糊控制规则R根据推理合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量u，模糊值u＝e*R；

[0024] 步骤423：将模糊值u进行去模糊化处理，得到精确值u。

[0025] 进一步的，在步骤8中，具体包括以下步骤：

[0026] 步骤81：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只包含高频电流负序成分iαi-in和iβi-in；

[0027] 步骤82：将步骤81得到的高频电流负序成分iαi-in和iβi-in与外部注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi一并作为外差法的输入，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe；

[0028] 步骤83：将得到的误差角度θe与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入全维观测器进行估算处理，得到估计角度 和估计速度

[0029] 进一步的，在步骤81中，具体包括以下步骤：

[0030] 首先，建立交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的数学模型：

[0031] uβs＝RSiβs+Pψβs      (1)

[0032] uαs＝RSiαs+Pψαs        (2)

[0033] 式中，uαs和uβs为两相静止直角坐标系α-β中电压，Rs为定子电阻，iαs和iβs为两相静止直角坐标系α-β中电流，P为微分算子，ψαs和ψβs代表定子磁链；

[0034] 其中，磁链方程为：

[0035]

[0036] 其中：

[0037]

[0038]

[0039] 式中， 为平均电感， 为调制电感，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，Lmd、Lmq为阻尼绕组归算到定子侧的d、q分量，iQ、iD分别为归算后的转子交、直轴阻尼绕组电流，ψf代表转子永磁磁链。

[0040] 进一步的，在步骤81中，通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只含高频电流负序成分，其矢量表达式为：

[0041]

[0042] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi＝ωit，ωi代表该注入电压信号的角频率，θi代表该注入电压信号的角度，iin代表电流负序的幅值。

[0043] 进一步的，在步骤82中，注入的电压信号：

[0044]

[0045] 式中，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号uαsi的角频率；

[0046] 载波信号注入后，电机坐标下的电压方程为：

[0047]

[0048] 式中，Use代表正序电流幅值，ωr代表转子角频率；

[0049] 在此高频电压注入下，产生的电流将由三部分组成：第一部分是与注入的电压旋转方向相同的正序电流，第二部分是与旋转电压方向相反的负序电流，第三部分是由三相绕组不对称产生的零序电流，电流响应可以表示为：

[0050]

[0051] 其中，

[0052] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi代表该注入电压信号的角度， iin代表电流负序的幅值，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号的角频率，L代表平均电感，ΔL代表空间调制电感；

[0053] 从公式(8)中得出，只有高频响应电流的负序成分中含有转子位置信息，通过滤波器将电源产生的频率成分和正序电流分量滤除，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe，再利用全维观测器提取出转子位置信息。

[0054] 进一步的，在步骤82中，将公式(9)中iαi、iβi分别乘以 和然后作差：

[0055]

[0056] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，代表高频电压注入法获得的转子初判角，ωi代表注入电压信号的角频率；

[0057] 其中，第一项为含电流的高频分量，第二项为仅含转子位置的信息，通过低通滤波可得转子位置的误差信号，从而：

[0058]

[0059] 在角度误差很小的情况下，

[0060]

[0061] 进一步的，在步骤83中，转子转速的估计值通过以下公式求得：

[0062] 交流永磁同步电机的运动方程可以表示为：

[0063]

[0064] 式中,J为转动惯量，TL代表负载转矩；

[0065] 电机转子在一个采样周期Ts上的角位移公式是:

[0066]

[0067] 式中，t0代表转子开始时间，T代表转子经过时间；

[0068] 采样周期很短，上式表示为:

[0069]

[0070] 式中，ωr代表转子角速度；

[0071] 由式(13)和(15)可以得到：

[0072]

[0073] 电机系统中负载变换缓慢，所以可认为：

[0074]

[0075] 将式(13)、(16)及(17)改写成矩阵形式:

[0076]

[0077] 式中，l1、l2和l3三个表示的是在观测器中的增益值；

[0078] 通过极点配置的方式来设置合理的全维观测器，离散化后的全维观测器方程为：

[0079]

[0080] 进一步的，在步骤8中，向两相静止直角坐标系α-β中注入高频旋转电压信号uasi和uβsi为：

[0081] uαsi＝Usisinωit       (20)

[0082] uβsi＝Usicosωit       (21)

[0083] 其中，Usi是注入的高频电压信号的幅值,ωi为注入的高频电压信号的角频率。

[0084] 本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：

[0085] 1、本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法，对系统扰动、参数摄动等不确定性因素具有鲁棒性，因此可以更好的实现永磁同步电机的无传感器控制；

[0086] 2、本发明所设计旋转高频注入法和模糊控制相结合下，能及时并准确的跟踪电动机的转速和转角变化，具有快速性好，控制准确性高，动态性能好，鲁棒性强的特点，而且所设计的观测器无论在硬件和软件上实施起来都较为方便，具有一定的实用性；

[0087] 3、本发明通过采用观测器实现状态估计，显著提高了转子位置与速度的估计精确度；

[0088] 4、本发明应用模糊控制器调整PI调节器的比例积分系数，使PI自适应调节器在电机很宽的速度范围内都有良好的动稳态性能，从而使观测器在低速时可以抑制检测的转子位置角度的小幅振荡，高速时减小其角度的相位延迟，提高了转子位置的检测精度；

[0089] 5、本发明模糊控制的鲁棒性强，干扰和参数变化对控制效果的影响被大大减弱，尤其适合于非线性、时变及纯滞后系统的控制，模糊控制是基于启发性的知识及语言决策规则设计的，这有利于模拟人工控制的过程和方法，增强控制系统的适应能力，具有一定的智能水平，对那些数学模型难以获取，动态特性不易掌握或变化非常显著的对象非常适用；

[0090] 6、本发明具有低成本、控制算法简单、转速及位置的估算速度及精度高等优点。

附图说明

[0091] 为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附图中：

[0092] 图1是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的整体流程图；

[0093] 图2是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法中的模糊控制器结构图；

[0094] 图3是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的步骤4 的具体流程图；

[0095] 图4是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的步骤42 的具体流程图；

[0096] 图5是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的步骤8 的具体流程图；

[0097] 图6是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法中e的隶属函数图；

[0098] 图7是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法中de的隶属函数图；

[0099] 图8是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法中du的隶属函数图；

[0100] 图9是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的实际角度和估计角度仿真图；

[0101] 图10是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的转角误差图。

具体实施方式

[0102] 以下将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本发明的一部分实例，并不是全部的实例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

[0103] 如图1所示，本发明公开了一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法，包括以下步骤：

[0104] 步骤1：交流永磁同步电机检测输出三相电流ia、ib和ic；

[0105] 步骤2：三相电流ia、ib和ic经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ；

[0106] 步骤3：两相定子电流iα和iβ经过Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q 下的两相电流id和iq；

[0107] 步骤4：将转子参数估算模块内的全维观测器中估算出转子转速的估计值 乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速n与实际的转子转速 n*进行作差，差值通过模糊控制器PI调节后输出参考转矩

[0108] 步骤5：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到q轴参考电流 与步骤3中得到的电流iq进行作差，差值通过PI调节后输出q轴参考电压uq；

[0109] 步骤6：将输出参考转矩 通过最大转矩电流比控制后得到d轴参考电流 与步骤3中得到的电流id进行作差，差值通过PI调节后输出d轴参考电压ud；

[0110] 步骤7：将步骤5中输出的q轴参考电压uq和步骤6中输出的d轴参考电压 ud经过Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压uα和uβ；

[0111] 步骤8：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ、注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入转子参数估算模块内进行估算处理，估算出转子转速的估计值 和转子位置的估计值

[0112] 步骤9：将步骤7中的两相控制电压uα和uβ与注入的旋转两相高频电压信号 uasi和uβsi进行叠加后进行空间矢量调制，输出PWM波形至逆变器，逆变器向永磁同步电机输入三相电压ua、ub和uc，从而控制永磁同步电机。

[0113] 具体的，在步骤2中，将三相电流Ia、Ib和Ic经过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ具体涉及的换算公式如下：

[0114]

[0115] 在步骤3中，将两相定子电流iα和iβ经过Park变换，输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流Id和Iq具体涉及的换算公式如下：

[0116]

[0117] 其中，为估算的转子角。

[0118] 在步骤4中，估算出转子转速的估计值 与估算的转子转速n之间的关系为：

[0119]

[0120] 即，所述常数为9.55。

[0121] 图2是本发明中模糊控制系统框图，给定值为实际的给定速度，与全维观测器反馈的速度作差，得到了速度的差值即精确值e，精确值e经过A/D转换器把模拟量转换成数字量，送入模糊控制器，经过模糊控制器处理后输出精确值u，精确值u经过D/A转化器把 数字量转换为模拟量。

[0122] 其中，模糊控制器的控制规律由计算机的程序实现，实现一步模糊控制算法的过程是：微机采样获取被控制对象的精确值，然后将此量与给定值比较得到误差信号e；一般选误差信号e作为模糊控制器的一个输入量，把e的精确量进行模糊量化变成模糊量，误差e的模糊量可用相应的模糊语言表示；从而得到误差e的模糊语言集合的一个子集e(实际上是一个模糊向量)；再由模糊向量e和模糊控制规则R(模糊关系)根据推理的合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量u为u＝e·R。

[0123] 式中u为一个模糊量；为了对被控对象(PMSM)施加精确的控制，还需要将模糊量u进行去模糊化处理转换为精确量：得到精确数字量后，经数模转换变为精确的模拟量送给执行机构(包括PI调节器、Park反变换和空间矢量调制 SVPWM)，对被控对象进行一步控制；然后，进行第二次采样，完成第二步控制，这样循环下去，就实现了被控对象的模糊控制。

[0124] 本实施例中，结合图2和图3，在步骤4中，具体包括以下步骤：

[0125] 步骤41：将估算的转子转速n与实际的转子转速给定值n*进行作差运算得到精确值e，精确值e经过A/D转换后把模拟量转换成数字量并送入模糊控制器；

[0126] 步骤42：将步骤41中得到的数字量经过模糊控制器模糊处理后输出精确值 u；

[0127] 步骤43：将步骤42中的精确值u经过D/A转换后把数字量转换为模拟量，并输出参考转矩

[0128] 进一步的，结合图2和图4，在步骤42中，具体包括以下步骤：

[0129] 步骤421：将步骤41中的数字量经过模糊量化处理，得到一模糊值e；

[0130] 步骤422：将模糊值e结合模糊控制规则R根据推理合成规则进行模糊决策，得到模糊控制量u，模糊值u＝e*R；

[0131] 步骤423：将模糊值u进行去模糊化处理，得到精确值u。

[0132] 在步骤7中，将步骤5中输出的q轴参考电压uq和步骤6中输出的d轴参考电压ud经过Park反变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相控制电压uα和uβ具体涉及以下换算公式：

[0133]

[0134] 其中，为估算的转子角。

[0135] 进一步的，参考附图5，在步骤8中，具体包括以下步骤：

[0136] 步骤81：将步骤2中所得的两相定子电流iα和iβ通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只包含高频电流负序成分iαi-in和iβi-in；

[0137] 步骤82：将步骤81得到的高频电流负序成分iαi-in和iβi-in与外部注入的旋转两相高频电压信号uasi和uβsi一并作为外差法的输入，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe；

[0138] 步骤83：将得到的误差角度θe与交流永磁同步电机输出的转矩Te一并输入全维观测器进行估算处理，得到估计角度 和估计速度

[0139] 进一步的，在步骤81中，具体包括以下步骤：

[0140] 首先，建立交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的数学模型：

[0141] uβs＝RSiβs+Pψβs       (1)

[0142] uαs＝RSiαs+Pψαs      (2)

[0143] 式中，uαs和uβs为两相静止直角坐标系α-β中电压，Rs为定子电阻，iαs和iβs为两相静止直角坐标系α-β中电流，P为微分算子，ψαs和ψβs代表定子磁链；

[0144] 其中，磁链方程为：

[0145]

[0146] 其中：

[0147]

[0148]

[0149] 式中， 为平均电感， 为调制电感，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，Lmd、Lmq为阻尼绕组归算到定子侧的d、q分量，iQ、iD分别为归算后的转子交、直轴阻尼绕组电流，ψf代表转子永磁磁链。

[0150] 进一步的，在步骤81中，通过同步旋转高通滤波器后，剩下的电流分量只含高频电流负序成分，其矢量表达式为：

[0151]

[0152] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi＝ωit，ωi代表该注入电压信号的角频率，θi代表该注入电压信号的角度，iin代表电流负序的幅值。

[0153] 进一步的，在步骤82中，注入的电压信号：

[0154]

[0155] 式中，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号uαsi的角频率；

[0156] 载波信号注入后，电机坐标下的电压方程为：

[0157]

[0158] 式中，Use代表正序电流幅值，ωr代表转子角频率；

[0159] 在此高频电压注入下，产生的电流将由三部分组成：第一部分是与注入的电压旋转方向相同的正序电流，第二部分是与旋转电压方向相反的负序电流，第三部分是由三相绕组不对称产生的零序电流，电流响应可以表示为：

[0160]

[0161] 其中，

[0162] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度，θi代表该注入电压信号的角频率为ωi，iin代表电流负序的幅值，Usi代表在静止坐标系上注入高频旋转电压的幅值，ωi代表注入电压信号的角频率，L代表平均电感，ΔL代表空间调制电感；

[0163] 从公式(8)中得出，只有高频响应电流的负序成分中含有转子位置信息，通过滤波器将电源产生的频率成分和正序电流分量滤除，然后用外差法得出转子位置的误差角度θe，再利用全维观测器提取出转子位置信息。

[0164] 进一步的，在步骤82中，将公式(9)中iαi、iβi分别乘以 和然后作差：

[0165]

[0166] 式中，θr为d轴领先A相相轴的空间电角度， 代表高频电压注入法获得的转子初判角，ωi代表注入电压信号的角频率；

[0167] 其中，第一项为含电流的高频分量，第二项为仅含转子位置的信息，通过低通滤波可得转子位置的误差信号，从而：

[0168]

[0169] 在角度误差很小的情况下，

[0170]

[0171] 进一步的，在步骤83中，转子转速的估计值通过以下公式求得：

[0172] 交流永磁同步电机的运动方程可以表示为：

[0173]

[0174] 式中,J为转动惯量，TL代表负载转矩；

[0175] 电机转子在一个采样周期Ts上的角位移公式是:

[0176]

[0177] 式中，t0代表转子开始时间，T代表转子经过时间；

[0178] 采样周期很短，上式表示为:

[0179]

[0180] 式中，ωr代表转子角速度；

[0181] 由式(13)和(15)可以得到：

[0182]

[0183] 电机系统中负载变换缓慢，所以可认为：

[0184]

[0185] 将式(13)、(16)及(17)改写成矩阵形式:

[0186]

[0187] 式中，l1、l2和l3三个表示的是在观测器中的增益值；

[0188] 根据控制原理知识可知：系统稳定的条件是系统闭环传递函数的所有零极点必须在s平面的左半平面。但又考虑到系统的动态性能的要求，通常取零极点远离虚轴。所以要综合以上因素，可以通过极点配置的方式来设置合理的全维观测器，离散化后的全维观测器方程为：

[0189]

[0190] 进一步的，在步骤8中，向两相静止直角坐标系α-β中注入高频旋转电压信号uasi和uβsi为：

[0191] uαsi＝Usisinωit       (20)

[0192] uβsi＝Usicosωit       (21)

[0193] 其中，Usi是注入的高频电压信号的幅值,ωi为注入的高频电压信号的角频率。

[0194] 附图6、图7和图8的所有模糊集合的论域选为[-1,1]。权衡控制精度和计算复杂度，模糊集合子元素选为7个，分别为NL、NM、NS、ZO、PS、PM、PL。量化因子Ke、Ki的选择，实际中应考虑性能需求以及e和de的变化情况，选取合理的调节范围。假设e和de的论域范围分别为[-m,m]和[-n,n]，其中满足 隶属函数的选择三角形和梯形隶属函数，因为相对而言选择三角形和梯形隶属函数控制器有较好的性能。推理和解模糊方法选择MAMDANI模糊推理和重心解模糊法。

[0195] 模糊规则库通常是基于专家经验或过程知识生成的控制规则集合。对于永磁同步电机调速系统，设计的模糊控制器是针对速度控制，所以控制规则也是基于速度响应过程。

[0196] 如果e>0、de<0，此时速度趋向给定值，应该给以较小的控制器输出；

[0197] 如果e<0、de<0，此时出现速度超调，应该尽快通过控制器抑制超调；

[0198] 如果e<0、de>0，此时抑制起到作用，速度回归给定值，控制器输出应该较小；

[0199] 如果e>0、de>0，此时速度跟踪不上给定，控制器应该给以较大输出。

[0200] 图9是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的实际角度和估计角度仿真图，虚线代表的是实际角度，实线代表的是估计的角度。从图中可以看出本发明的转子位置跟踪效果很好，快速性好，角度得波形在1s时有所波动，原因是在1s时负载转矩从3N.m增加到5N.m，并且很快就稳定。从整体看，实际角度和估计角度的波动都比较小。

[0201] 图10是本发明一种基于旋转高频注入法的无速度传感器控制方法的转角误差图，该图表示实际转角与估计转角之差，从图中可以看出转角误差几乎稳定在-0.1到0.1之间，表明了转角跟踪效果好。

[0202] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。