本发明公开一种基于电流镜与DOCCII(双输出端电流传输器)的宽带射频混频器。提出的宽带混频器由双重NMOS‑PMOS电流镜混频单元与电流输出级构成。双重NMOS‑PMOS电流镜混频单元由嵌入了本振信号vLO±的四个双重NMOS‑PMOS电流镜组合而成，用于执行混频器的输入级与无源开关核，它相当于传统有源Gilbert混频器的双平衡拓扑结构。同时，由两个DOCCII的同相电流与反相电流输出端交叉耦合连接组成的电流输出级充当传统无源混频器的跨阻放大器；电流输出级具有很低的输入阻抗和很高的输出阻抗，它用于实现前级变频后输出电流信号的放大，并有效驱动下一级电路。提出的宽带混频器无需电感无源元件，却能够同时具备有源Gilbert混频器和无源混频器的各自优势。
1.一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器，其特征在于，所述宽带射频混频器由四个双重NMOS-PMOS电流镜混频单元与电流输出级构成；双重NMOS-PMOS电流镜混频单元用于执行混频器的输入级与无源开关核，电流输出级充当传统无源混频器的跨阻放大器；其中，双重NMOS-PMOS电流镜混频单元中包含NMOS电流镜与PMOS电流镜构成的双重电流镜，PMOS管充当NMOS电流镜混频单元的电流源负载，反过来，NMOS管充当PMOS电流镜混频单元的电流源负载；四个双重NMOS-PMOS电流镜的输出级MOS管衬底极中嵌入了双平衡结构的本振信号vLO±；同时，电流输出级由两个双输出端电流传输器（DOCCII, dual-output current converter）的同相电流与反相电流输出端交叉耦合连接组成；其中双输出端电流传输器1（DOCCII 1）的X端口电流与中频输出电流IF+相连，双输出端电流传输器2（DOCCII 2）的X端口电流与中频输出电流IF-相连；双输出端电流传输器1（DOCCII 1）与双输出端电流传输器
2（DOCCII 2）的Y端口相连接，并接至电压VCM；双输出端电流传输器1（DOCCII 1）的ZP端口电流与双输出端电流传输器2（DOCCII 2）的ZN端口电流连接一起作为混频器输出的一路信号out+，双输出端电流传输器1（DOCCII 1）的ZN端口电流与双输出端电流传输器2（DOCCII 2）的ZP端口电流连接一起作为混频器输出的一路信号out-；其中所述的双输出端电流传输器（DOCCII）包括：NMOS管MN6、MN7、MN8、MN9、MN10、MN14、MN15的源极连接至地，NMOS管MN6、MN7、MN8、MN9、MN10的栅极连接在一起并接至MN6的漏极；MN6的漏极接至电流源I1的负极，电流源I1的正极接电源VCC；PMOS管MP3、MP4、MP11、MP12、MP13、MP16、MP17的源极连接至VCC；NMOS管MN1与MN2的源极连接在一起并接至MN7的漏极，MN1的栅极接输入信号Y端，MN1的漏极与MP3的漏极相连；MP3的漏极与栅极连接一起并接至MP4的栅极；MP4的漏极与MN2的漏极相连并接至MN5的栅极；MN2的栅极、MN5的源极、MN8的漏极连接在一起并接至输入信号X端；MN5的漏极与MP11的漏极相连，MP11的漏极与栅极相连并接至MP12和MP13的栅极；MP12和MN9的漏极连接并接至输出信号ZP端；MP13和MN14的漏极连接，MN10和MP16的漏极连接；
MN14和MN15的栅极连接并接至MN14的漏极，MP16和MP17的栅极连接并接至MP16的漏极；
MN15和MP17的漏极连接并接至输出信号ZN端。
2.根据权利要求1所述的一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器，其特征在于，所述的双重NMOS-PMOS电流镜混频单元包括由四个双重NMOS-PMOS电流镜组合而成的电流镜放大器；所述的电流镜放大器包括：由第一NMOS管、第二NMOS管、第七PMOS管、第八PMOS管构成的双重NMOS-PMOS电流镜1，由第一NMOS管、第三NMOS管、第七PMOS管、第九PMOS管构成的双重NMOS-PMOS电流镜2，由第四NMOS管、第五NMOS管、第十PMOS管、第十一PMOS管构成的双重NMOS-PMOS电流镜3，由第四NMOS管、第六NMOS管、第十PMOS管、第十二PMOS管构成的双重NMOS-PMOS电流镜4；射频差分信号的一路RF+连接第一电容的正极，通过第一电容的负极输入到第一NMOS管的漏极，第一NMOS管的源极接地，第一NMOS管的栅极与漏极相连；第七PMOS管的漏极与第一NMOS管的漏极相连，第七PMOS管的源极接电源VCC，第七PMOS管的栅极与漏极相连；射频差分信号的一路RF-连接第二电容的正极，通过第二电容的负极输入到第四NMOS管的漏极，第四NMOS管的源极接地，第四NMOS管的栅极与漏极相连；第十PMOS管的漏极与第四NMOS管的漏极相连，第十PMOS管的源极接电源VCC，第十PMOS管的栅极与漏极相连；
第一NMOS管、第四NMOS管的衬底极接地，第七PMOS管、第十PMOS管的衬底极接电源VCC；第二NMOS管的源极接地，第二NMOS管的栅极与第一NMOS管的栅极相连；第八PMOS管的源极接电源VCC，第八PMOS管的栅极与第七PMOS管的栅极相连；第二NMOS管的漏极与第八PMOS管的漏极相连；第三NMOS管的源极接地，第三NMOS管的栅极与第一NMOS管的栅极相连；第九PMOS管的源极接电源VCC，第九PMOS管的栅极与第七PMOS管的栅极相连；第三NMOS管的漏极与第九PMOS管的漏极相连；第五NMOS管的源极接地，第五NMOS管的栅极与第四NMOS管的栅极相连；
第十一PMOS管的源极接电源VCC，第十一PMOS管的栅极与第十PMOS管的栅极相连；第五NMOS管的漏极与第十一PMOS管的漏极相连；第六NMOS管的源极接地，第六NMOS管的栅极与第四NMOS管的栅极相连；第十二PMOS管的源极接电源VCC，第十二PMOS管的栅极与第十PMOS管的栅极相连；第六NMOS管的漏极与第十二PMOS管的漏极相连；第二NMOS管的漏极、第八PMOS管的漏极、第六NMOS管的漏极、第十二PMOS管的漏极相连在一起，并连接第四电容的正极，通过第四电容的负极输出至中频差分信号的一路IF+；第三NMOS管的漏极、第九PMOS管的漏极、第五NMOS管的漏极、第十一PMOS管的漏极相连在一起，并连接第三电容的正极，通过第三电容的负极输出至中频差分信号的一路IF-。
3.根据权利要求2所述的一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器，其特征在于，所述的双重NMOS-PMOS电流镜混频单元包括嵌入了本振信号vLO±的无源开关核；双重NMOS-PMOS电流镜1、3的输出级包含四个MOS管（第二、第五、第八、第十一MOS管），第二NMOS管的衬底极、第五NMOS管的衬底极、第八PMOS管的衬底极、第十一PMOS管的衬底极彼此连接在一起，用于加入差分本振信号的一路LO+；双重NMOS-PMOS电流镜2、4的输出级包含四个MOS管（第三、第六、第九、第十二MOS管），第三NMOS管的衬底极、第六NMOS管的衬底极、第九PMOS管的衬底极、第十二PMOS管的衬底极彼此连接在一起，用于加入差分本振信号的一路LO-。
一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器
技术领域
[0001] 本发明涉及一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器，它由电流镜与双输出端电流传输器来实现，属于射频集成电路领域。
背景技术
[0002] 当前，微型化射频集成电路设计对实现工作在人体体内的可植入式生物医疗设备(如无线胶囊内窥镜)或新兴的可穿戴式设备具有非常重要的理论与现实意义。
[0003] 在微型化射频集成电路设计中，宽带混频器主要用来实现频率变换。目前电感无源元件被广泛地用于宽带混频器的阻抗匹配网络、带宽拓展与谐振负载电路中。虽然MOS管元件尺寸随着CMOS技术的发展而不断缩小，然而占大部分芯片面积的电感无源元件并不随CMOS技术的演进而成比例缩小。因此，为了减少电感无源元件的使用以满足微型化混频器设计要求，需要探索新的混频器设计方法和电路拓扑结构。
[0004] 当前电流模有源器件无需电感无源元件，芯片面积小，如电流镜、电流传输器(CCII)、电流差分跨导放大器(CDTA)等。由电流模有源器件构成的电路，由于电路内部节点的低阻抗特性，电路的主要信号变量是以电流而不是以电压形式来表达，省去了不必要的电压-电流转换，这样不仅简化了电路结构，而且避免了因引入高值电阻对电路工作速度和高频特性的损害。另一方面，基于电流模有源器件实现的电路，无论信号大小，都能比相应的基于电压运算放大器(VOA)的电路提供更大带宽下的更高增益，即更大的增益带宽积。
[0005] 目前宽带混频器主要分为有源吉尔伯特(Gilbert)混频器和无源混频器两大类。有源Gilbert混频器由输入跨导级、开关级和输出负载级构成，它采用MOS管堆叠结构纵向换流来完成频率变换，有较大的转换增益和好的端口隔离特性；但它不支持工艺代缩减，需要无源电感来完成阻抗变换，同时它在开关级会产生较严重的闪烁(1/f)噪声。无源混频器由输入跨导级、开关级和跨阻放大器构成，如图1所示，采用电容直接耦合结构横向换流来完成频率变换，它可以减少MOS管堆叠层数，其开关级无直流电流，可以降低1/f噪声和改善线性度；但它需要很强的本振驱动功率，同时跨阻放大器大的寄生阻抗限制了频带宽度。
[0006] 因此，本发明在传统的有源Gilbert混频器和无源混频器基础上，探索基于电流模有源器件的宽带射频混频器设计方法，使提出的混频器无需电感无源元件，且同时满足微型化、转换增益、线性度、1/f噪声、频带宽度等性能要求。
发明内容
[0007] 在传统的有源Gilbert混频器和无源混频器基础上，本发明专利提出一种基于电流模有源器件的宽带射频混频器，提出的新型混频器模块结构图如图2所示。在图2中，提出的宽带混频器由四个双重NMOS-PMOS电流镜混频单元与电流输出级构成；双重NMOS-PMOS电流镜混频单元用于执行混频器的输入级与无源开关核，电流输出级充当传统无源混频器的跨阻放大器；其中，双重NMOS-PMOS电流镜混频单元中包含NMOS电流镜与PMOS电流镜构成的双重电流镜，PMOS管充当NMOS电流镜混频单元的电流源负载，反过来，NMOS管充当PMOS电流镜混频单元的电流源负载；四个双重NMOS-PMOS电流镜的输出级MOS管衬底极中嵌入了双平衡结构的本振信号vLO±；同时，电流输出级由两个DOCCII的同相电流与反相电流输出端交叉耦合连接组成。
[0008] 由四个双重NMOS-PMOS电流镜(电流镜1-电流镜4)组合而成的电流镜放大器，它由双输入端口和四输出端口的差分结构组成。按照图2中连接方式，嵌入了本振信号vLO+和vLO-的电流镜放大器构成一种双重NMOS-PMOS电流镜混频单元，用于执行新型混频器的输入级与无源开关核，它相当于传统有源Gilbert混频器的双平衡拓扑结构，可以抑制偶次谐波失真和改善各端口间的隔离度。
[0009] 双重NMOS-PMOS电流镜混频单元用来传递电流镜放大器输入端的差分射频信号iRF+和iRF-，与嵌入在双重NMOS-PMOS电流镜中的本振信号vLO+和vLO-混频后，再来驱动电流镜放大器输出端的差分中频信号iIF+和iIF-。可以看到，电流镜放大器的输入射频信号iRF±在本振信号vLO±驱动下，交替开关，实现了混频功能。
[0010] 同时，传统无源混频器的跨阻放大器被电流输出级所替代，它由两个DOCCII (DOCCII 1和DOCCII 2)的同相电流与反相电流输出端交叉耦合连接而成；两个DOCCII的Y端相连接，其电压VCM的大小由基准电压提供，k为电流输出级的电流放大系数。该结构能使差模电流信号在输出端进一步放大，无用的共模信号和偶次谐波在输出端被有效抑制。
[0011] 当电流输出级工作在低频段时，DOCCII的X端口有很低的输入阻抗，Z端口有很高的输出阻抗，它可以使前级变频后的电流信号几乎全部流进，并有效驱动下一级电路；随着频率增加，电流输出级在X端口的输入阻抗逐渐增加，Z端口的输出阻抗逐渐降低，信号的传输与驱动能力逐渐变弱。可以看到，电流输出级实现了低通滤波的效果，它能够改善混频器的阻塞抑制能力，减轻对前级射频低噪声放大器的线性度要求。
[0012] 因此，提出的宽带混频器无需使用电感无源元件，在宽频率范围内，具备有源Gilbert混频器的优势，能得到高的转换增益；具备无源混频器的优势，能得到好的线性度。
[0013] 另外，当混频器与下一级电流模低通滤波器直接相连时，该电流输出级部分也可以去除，从而简化混频器电路的设计。
附图说明
[0014] 图1是传统的无源混频器结构。
[0015] 图2是发明的基于电流模有源器件的宽带混频器模块结构图。
[0016] 图3是本发明中采用的双重NMOS-PMOS电流镜混频单元。
[0017] 图4是本发明中用于电流输出级的DOCCII原理图。
具体实施方式
[0018] 本发明专利提出的双重NMOS-PMOS电流镜混频单元如图3所示。由四个双重NMOS-PMOS电流镜组合而成的电流镜放大器(M1-M12)，它由双输入端口和四输出端口的差分结构组成，所有的M1-M12管都工作在饱和区。
[0019] 其中，NMOS管M1和M4分别作为NMOS电流镜的输入晶体管，NMOS管M2、M3和M5、M6分别作为NMOS电流镜的输出晶体管。PMOS管M7和M10分别作为PMOS电流镜的输入晶体管，PMOS管M8、M9和M11、M12分别作为PMOS电流镜的输出晶体管。MOS管M1、M2、M7、M8构成双重NMOS-PMOS电流镜1，MOS管M1、M3、M7、M9构成双重NMOS-PMOS电流镜2，MOS管M4、M5、M10、M11构成双重NMOS-PMOS电流镜3，MOS管M4、M6、M10、M12构成双重NMOS-PMOS电流镜4。
[0020] 双重NMOS-PMOS电流镜1、3的输出级MOS管(M2、M5、M8、M11)衬底极连接在一起，用于加入本振信号vLO+；双重NMOS-PMOS电流镜2、4的输出级MOS管(M3、M6、M9、M12)衬底极连接在一起，用于加入本振信号vLO-。由于本振信号vLO±直接嵌入在MOS管衬底极中，其工作电压方向与混频器信号电压传递方向相互垂直，同时衬底极无需消耗直流偏置电流，因此它可以使提出的混频器获得低电压低功耗性能。
[0021] 在双重NMOS-PMOS电流镜混频单元中，射频信号iRF+和iRF-通过电容C1和C2加入在电流镜放大器的输入级，本振信号vLO+和vLO-直接嵌入在电流镜输出级的NMOS-PMOS管衬底极；按照图3中连接方式，通过电容C3和C4，从电流镜放大器输出级的MOS管漏极引出中频输出信号iIF+和iIF-。
[0022] 在双重NMOS-PMOS电流镜混频单元中，PMOS管(M8、M9和M11、M12)充当NMOS电流镜混频单元的电流源负载，反过来，NMOS管(M2、M3和M5、M6)充当PMOS电流镜混频单元的电流源负载。因此，在复用的直流偏置电流下，双重NMOS-PMOS电流镜混频单元，把变频后的IF信号叠加在一起作为输出信号，它可以使提出的混频器获得高的转换增益。
[0023] 在传统无源混频器中，由电压运算放大器(VOA)构造的跨阻放大器，其输入低阻带宽有限，难以同时在有用信号和阻塞信号频率处呈现低阻状态，造成阻塞信号在混频器输出端的摆幅较大，恶化混频器的线性度，影响了混频器的抗阻塞能力。
[0024] 本发明专利提出基于DOCCII的电流输出级替代传统跨阻放大器，电流输出级可以减小无源混频器跨阻放大器的输入阻抗，同时增大输入低阻抗带宽，降低跨阻放大器输入端阻塞信号的摆幅，增大混频器对阻塞信号的抑制能力，从而减轻对前级射频低噪声放大器的线性度要求。
[0025] 当前，电流传输器是电流模有源器件中使用最广泛、功能最强的电流模万用功能块。电流传输器经历了第一代电流传输器(CCI)、第二代电流传输器(CCII)、第三代电流传输器(CCIII)的发展演变，除此之外还有各种改进的CCII电路相继被提出，包括电流控制电流传输器(CCCII)、双输出端电流传输器(DOCCII)等。
[0026] 基本的CCII是一个三端口器件，包括X、Y与Z端，其端口特性关系为：Y端为高阻抗的电压输入端，输入电流为零，一般用做控制作用，提供工作电平；X端为低阻抗的电流输入端，不随端口电压影响，X端电压跟随Y端电压；Z端为高阻抗的电流输出端，电流可以正反进入，其电流大小只和X端电流成比例关系，也不随端口电压影响。
[0027] 图4为提出的用于电流输出级的DOCCII电路原理图，图中所有的MOS管都工作在饱和区，电流源I1为电路提供偏置电流。MOS管MN1、MN2、MP3、MP4组成电路输入级，MN1的栅极为输入电压信号Y端，MN1和MN2构成差分输入结构，MP3和MP4构成电流镜使得MN1与MN2的漏极电流相等，由于MN1、MN2为源极耦合对，从而两者栅极电压相等，即VX=VY。MN5、MN2组成的负反馈环路保证了X、Y端口电压跟随的精度，使得X端电压VX独立于X端输入电流，并用来降低X端口的寄生电阻。MN8、MN9和MP11、MP12组成的互补电流镜把X端电流复制到ZP端，使ZP端电流跟随X端电流。另外，由MN10、MP13、MN14、MN15、MP16和MP17组成反向的互补电流镜，使ZN端电流反相跟随X端电流。
[0028] 为了实现基于DOCCII的电流输出级，本项目将两个DOCCII的同相电流与反相电流输出端交叉耦合连接而成，如图2所示。前级提供的差分电流±iX经过电流输出级之后，被放大为±kiX，其中k为电流输出级的电流放大系数；两个DOCCII的Y端相连接，其电压VCM的大小通过合理设置，以使得共模信号能得到有效抑制，且保证电流传输器能工作在合适的状态。
[0029] 基于DOCCII的电流输出级，X端口的输入阻抗较低，且随着频率上升而增加；Z端口的输出阻抗较高，且随着频率上升而下降，因此电流输出级的输入与输出端同时实现了低通滤波功能，能够最大程度地接收前级的电流，并通过适当比例放大，来有效驱动后级的低阻抗负载。
