60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法

摘要

本发明属于无线通信技术领域，主要是超高速毫米波通信中的低复杂度均衡器实现技术。本发明提出一种针对60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法。本发明方法克服了传统重叠保留均衡算法在使用较小FFT/IFFT变换对时产生的误码性能衰减，修改后的重叠保留均衡算法可将60GHz毫米波系统中基带均衡算法中FFT/IFFT变换对的点数降至128点，并且对比未修改前的重叠保留均衡算法误码性能提高1dB。

权利要求

1.一种60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法，其特征在于，具体步骤如下：S1、按照传统重叠保留均衡算法，即y(n)＝x(n)*C(n)计算出均衡系数C(n)，对所述均衡系数C(n)做IFFT得到c(n)，其中，x(n)为ADC采样信号，y(n)为均衡后的数据；

S2、根据公式 计算信道的平均时延d，其中，h(k)表示信道的第k个采样点，M表示h(k)的总长度，k＝0,1,2,...,M；

S3、根据公式 计算得到循环移位的点数s，对S1所述c(n)进行修正，得到c(n)'，即，对c(n)进行s点循环移位，其中，s若为正数，则表示循环右移，s若为负数，则表示循环左移，N表示重叠保留的FFT点数，round[]代表对d进行四舍五入；

S4、将S3所述c(n)'作为重叠保留频域均衡的参数输入，进行重叠保留运算。

说明书

60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法

技术领域

[0001] 本发明属于无线通信技术领域，主要是超高速毫米波通信中的低复杂度均衡器实现技术。

背景技术

[0002] 从上世纪八十年代开始，蜂窝无线通信经历几代技术的飞速发展，每十年就有新的一代移动通信技术诞生，系统传输速率也从最初的每秒几千比特发展到目前的每秒上百兆比特，大大提高了人们交流沟通和获取信息的能力。但是随着移动通信数据量的迅猛增加以及智能终端的广泛普及，传统移动蜂窝无线通信系统正面临着如何满足未来通信高速率、低延迟和大容量要求的挑战。因此，在未来移动通信系统的架构里，频带在30GHz到300GHz的毫米波短距离通信系统将起到非常重要的作用。随着全球众多国家和地区相继在
60GHz频率附近开放了免许可频段，大量学术界和工业界的研究者投入到对60GHz无线通信技术的研究工作中，这也使得60GHz无线通信技术成为未来移动通信最具潜力的技术之一。

[0003] 在通信传输系统中，均衡器设计的好坏会直接影响到基带接收机的性能。均衡就是为了抵消传输信道的各种失真对传输信号的影响，所以，在设计接收机均衡器时，通常是要根据传输信道的特性进行设计。对于60GHz短距离通信系统，由于传输环境存在时变多径衰落，信号在高速传输过程中会受到不同程度的时延扩展，从而产生码间干扰(Inter Symbol Interference,ISI)，IEEE 802.11ad标准提出调制带宽为1.76GHz，在如此宽的频谱范围内，无法保证信道的平坦性，同时由于60GHz系统的传输速率极高，这都基带高速均衡算法的实现提出了挑战。

[0004] 在单载波系统中，普遍使用时域均衡算法，但是根据IEEE 802.11ad标准，60GHz信道的最长时延为64个符号，使用时域均衡算法需要较多的抽头才能实现，这就使得频域均衡成了更好的选择。图1为使用802.11ad帧格式，T/2符号级间隔采样下的传统带循环前缀的单载波频域均衡(Single Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE)框图。

[0005] 从图1可以看出，采用传统频域均衡算法，需要使用1024点的FFT/IFFT变换对，再加上60GHz系统高达吉比特每秒的采样频率，必然要求在FPGA(Field－Programmable Gate Array)实现上采用并行处理，例如一块工作在220MHz下的FPGA芯片，为了3.52GS/s的吞吐率，需要采用16路并行的设计才能实现，这将极大增加硬件平台实现的资源消耗。所以传统的频域均衡算法已经不能满足基带芯片小型化，低功耗化的需求，采用低复杂的基带均衡算法势在必行。

发明内容

[0006] 为了应对60GHz短距离无线通信提出的高速信号实时处理的挑战，必须要考虑降低均衡器实现的复杂度，在均衡器的实现上，最消耗资源的就是FFT/IFFT变换对。传统的带循环前缀的频域均衡算法在802.11ad帧格式，T/2符号级间隔采样下，需要1024点长度的FFT/IFFT变换对，且要求并行处理，这对硬件逻辑资源的消耗极大，需要降低FFT/IFFT变换对的点数才能有效控制资源消耗，于是采用单载波频域均衡重叠保留算法将FFT/IFFT变换对的长度降低到128点，是一个比较理想的选择。但是传统的128点FFT/IFFT变换对的长度的频域均衡重叠保留算法在60GHz信道下性能并不理想，不能满足性能的需求。因此，本发明提出一种针对60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法。

[0007] 60GHz毫米波通信系统中均衡器的低复杂度的实现方法，具体步骤如下：

[0008] S1、按照传统重叠保留均衡算法，即y(n)＝x(n)*C(n)计算出均衡系数C(n)，对所述均衡系数C(n)做IFFT得到c(n)，其中，x(n)为ADC采样信号，y(n)为均衡后的数据；

[0009] S2、根据公式 计算信道的平均时延d，其中，h(k)表示信道的第k个采样点，M表示h(k)的总长度，k＝0,1,2,...,M；

[0010] S3、根据公式 计算得到循环移位的点数s，对S1所述c(n)进行修正，得到c(n)'，即，对c(n)进行d点循环移位，其中，s若为正数，则表示循环右移，s若为负数，则表示循环左移，表示重叠保留的FFT点数，round[]代表对d进行四舍五入；

[0011] S4、将S3所述c(n)'作为重叠保留频域均衡的参数输入，进行重叠保留运算。

[0012] 本发明的有益效果是：

[0013] 克服了传统重叠保留均衡算法在使用较小FFT/IFFT变换对时产生的误码性能衰减，修改后的重叠保留均衡算法可将60GHz毫米波系统中基带均衡算法中FFT/IFFT变换对的点数降至128点，并且对比未修改前的重叠保留均衡算法误码性能提高1dB。

附图说明

[0014] 图1为使用802.11ad帧格式，T/2符号级间隔采样下的传统带循环前缀的单载波频域均衡(Single Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE)框图。

[0015] 图2为Overlap-save MMSE频域均衡框图。

[0016] 图3为修改后的Overlap-save MMSE频域均衡框图。

[0017] 图4为802.11ad标准CM2信道下改进后的MMSE重叠保留均衡BER曲线。

具体实施方式

[0018] 下面将结合实施例和附图，对本发明方法进行进一步说明。

[0019] 对于重叠保留来讲，本质上等价于一个线性卷积，也就是实现了ADC采样信号x(n)和时域均衡系数C(n)的线性卷积，那么对于利用重叠保留实现的均衡算法来讲，这个系数C(n)就显得至关重要，直接决定了重叠保留均衡算法的实际表现。

[0020] 那么对于重叠保留频域均衡来讲，最优的输入均衡系数应该通过时域均衡(Frequency Domain Equalization,TDE)的方法得到，但在多径时延扩展较大的情况下，计算的复杂度相当高，这在硬件实现上并不可行。一个简单的代替方法就是将使用SC-FDE方案中的算法计算得到的频域均衡系数做IFFT，通过SC-FDE方案中的算法得到的均衡系数会很接近通过TDE得到的均衡系数。

[0021] 利用IEEE 802.11ad标准中帧头的信道估计序列(Channel Estimation Field,CEF)，可以估计得到当前的信道冲击响应，对其应用MMSE/ZF频域均衡算法，再做IFFT运算，即可得到用于进行重叠保留运算的时域均衡系数。再将x(n)和c(n)按照重叠保留方法的过程进行处理，即可得到均衡后的结果y(n)＝x(n)*C(n)，这也即传统MMSE重叠保留频域均衡算法的实现流程。

[0022] 传统重叠保留频域均衡由于采用CP-FDE的方法来计算均衡系数C(n)导致在P相对于信道时延扩展不那么大时，与理论上最优的均衡系数产生较大的差异，但可以通过对计算得到的均衡系数C(n)做循环移位来得到更准确的均衡系数，下面给出循环移位点数的计算方法。

[0023]

[0024]

[0025] 由于对均衡系数做了d点循环移位，所以均衡输出的数据要做对应的d点移位来保证时序上的对齐。

[0026] 现进行仿真，主要仿真参数如下：

[0027]

[0028] 如图4所示，可以看到修改后的性能相比修改前，在60GHz的CM2(NLOS)信道下误码性能有接近1dB的提升。不过，尽管改进后的重叠保留频域均衡算法相比于改进前性能提高了1dB，但是和块均衡(CP-FDE)相比仍然有一定的性能差距。这是由于128点的FFT/IFFT变换对过小，导致了用IFFT运算求得的时域均衡系数与重叠保留频域均衡系统理想的均衡系数差距较大。