一种时频同步方法及装置

摘要

本发明实施例提供一种时频同步方法及装置，该方法包括：根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；以精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，进行频偏补偿，完成频率同步。本发明实施例可实现适用于在较大的多普勒频移环境下的时频同步，提升时频同步的精准度。

权利要求

1.一种时频同步方法，其特征在于，包括：

根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；

根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；

根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；

根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；

确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步；

其中，所述根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置包括：利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值；

对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置；

计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率；

根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志；

如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

2.根据权利要求1所述的时频同步方法，其特征在于，所述根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置包括：将第一最大峰值位置和第二最大峰值位置的均值取整，确定粗同步位置。

3.根据权利要求1所述的时频同步方法，其特征在于，所述根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量包括：根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计；

根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

4.根据权利要求3所述的时频同步方法，其特征在于，所述FFT频偏估计的结果包括：FFT频偏估计的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点；

所述根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量包括：建立二次插值多项式，以构成二次曲线；

将FFT频偏估计的结果中的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点代入二次曲线，求解出二次曲线的参数值；

根据求解出的二次曲线的参数值，计算二次曲线的最大值及相应的频点，将所计算的频点确定为多普勒频偏估计量。

5.根据权利要求3所述的时频同步方法，其特征在于，所述根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理包括：根据粗同步位置以及相邻位置所对应的位置集合，提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号；

根据所述多普勒频偏估计量对所提取的各接收信号分别进行粗频偏补偿；对于所提取的接收信号中的各组相关信号，根据设定长度分别对各组相关信号进行分段相关并将分段相关结果求和，得到各组相关信号的相关值。

6.根据权利要求5所述的时频同步方法，其特征在于，所述根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置包括：从各组相关信号的相关值中选取最大相关值，将所述最大相关值在所述位置集合中对应的位置，确定为时间的最终同步位置；

所述根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值包括：调取所述最终同步位置对应的粗频偏补偿后的前后两段导频数据，根据所调取的前后两段导频数据进行精频偏估计，得到精频偏估计值。

7.一种时频同步装置，其特征在于，包括：

粗同步处理模块，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；

粗频偏估计模块，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；

细同步处理模块，用于根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；

精频偏估计模块，用于根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；

频偏补偿模块，用于确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步；

其中，所述粗同步处理模块，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置，具体包括：利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值；

对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置；

计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率；

根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志；

如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

8.根据权利要求7所述的时频同步装置，其特征在于，所述粗频偏估计模块，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量，具体包括：根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计；

根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

说明书

一种时频同步方法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种时频同步方法及装置。

背景技术

[0002] 时频同步是通信的重要环节，其主要是指在通信过程中，对接收信息进行时间同步和频率同步，其中，时间同步的目标是找到帧头的位置，频率同步的目标是通过频偏估计来消除频偏(频偏如由多普勒频移、和/或晶振漂移带来)。时频同步的实现能保证通信过程中物理层处理的顺利进行，因此有效地进行时频同步，对于通信系统具有重要的意义。

[0003] 在高速铁路、航空、卫星通信、弹载通信等存在高速度运动的通信场景下，高速度运动会带来较大的多普勒频移(如弹载通信中，导弹与飞行器间较大的相对速度会带来较大的多普勒频移)，而在较大的多普勒频移环境(简称大频偏环境)下实现接收信号的时频同步，是当前实现时频同步，较难突破的一个技术点；例如在GMR-1卫星移动通信系统中，由于晶振频差和相对运动等原因，接收端需要在存在较大多普勒频移的情况下，对接收信号进行时间同步，确定定时同步位置(如确定采样时刻和帧边界)，并同时需要能够估计线性频偏的大小，完成接收信号的频率同步，而在这种大频偏环境下，需要提升时频同步的精准度，是较难突破的。

发明内容

[0004] 有鉴于此，本发明实施例提供一种时频同步方法及装置，以适用于在较大的多普勒频移环境下实现时频同步，提升时频同步的精准度。

[0005] 为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

[0006] 一种时频同步方法，包括：

[0007] 根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；

[0008] 根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；

[0009] 根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；

[0010] 根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；

[0011] 确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步。

[0012] 可选的，所述根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置包括：

[0013] 利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值；

[0014] 对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置；

[0015] 计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率；

[0016] 根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志；

[0017] 如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

[0018] 可选的，所述根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置包括：

[0019] 将第一最大峰值位置和第二最大峰值位置的均值取整，确定粗同步位置。

[0020] 可选的，所述根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量包括：

[0021] 根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计；

[0022] 根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

[0023] 可选的，所述FFT频偏估计的结果包括：FFT频偏估计的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点；

[0024] 所述根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量包括：

[0025] 建立二次插值多项式，以构成二次曲线；

[0026] 将FFT频偏估计的结果中的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点代入二次曲线，求解出二次曲线的参数值；

[0027] 根据求解出的二次曲线的参数值，计算二次曲线的最大值及相应的频点，将所计算的频点确定为多普勒频偏估计量。

[0028] 可选的，所述根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理包括：

[0029] 根据粗同步位置以及相邻位置所对应的位置集合，提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号；

[0030] 根据所述多普勒频偏估计量对所提取的各接收信号分别进行粗频偏补偿；对于所提取的接收信号中的各组相关信号，根据设定长度分别对各组相关信号进行分段相关并将分段相关结果求和，得到各组相关信号的相关值。

[0031] 可选的，所述根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置包括：

[0032] 从各组相关信号的相关值中选取最大相关值，将所述最大相关值在所述位置集合中对应的位置，确定为时间的最终同步位置；

[0033] 所述根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值包括：

[0034] 调取所述最终同步位置对应的粗频偏补偿后的前后两段导频数据，根据所调取的前后两段导频数据进行精频偏估计，得到精频偏估计值。

[0035] 本发明实施例还提供一种时频同步装置，包括：

[0036] 粗同步处理模块，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；

[0037] 粗频偏估计模块，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；

[0038] 细同步处理模块，用于根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；

[0039] 精频偏估计模块，用于根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；

[0040] 频偏补偿模块，用于确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步。

[0041] 可选的，所述粗同步处理模块，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置，具体包括：

[0042] 利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值；

[0043] 对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置；

[0044] 计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率；

[0045] 根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志；

[0046] 如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

[0047] 可选的，所述粗频偏估计模块，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量，具体包括：

[0048] 根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计；

[0049] 根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

[0050] 基于上述技术方案，本发明实施例在进行时频同步时，先进行粗同步，后再进行细同步，从而可基于细同步得到的精频偏估计值，和粗同步得到的多普勒频偏估计量，实现频偏补偿，完成适用于在较大的多普勒频移环境下的时频同步，提升时频同步的精准度。

附图说明

[0051] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

[0052] 图1为本发明实施例提供的时频同步方法的流程图；

[0053] 图2为使用ZC序列与其共轭序列完成同步的示意图；

[0054] 图3为粗同步处理的方法流程图；

[0055] 图4为粗同步处理的示意图；

[0056] 图5为粗频偏估计的方法流程图；

[0057] 图6为细同步处理的方法流程图；

[0058] 图7为精频偏估计处理的方法流程图；

[0059] 图8为AWGN信道下同步概率的对比示意图；

[0060] 图9为AWGN信道下频偏估计均方根误差的对比示意图；

[0061] 图10为本发明实施例提供的时频同步装置的结构框图。

具体实施方式

[0062] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0063] 图1为本发明实施例提供的时频同步方法的流程图，该方法可应用于通信系统的接收端，参照图1，该时频同步方法可以包括：

[0064] 步骤S100、根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置。

[0065] 在较大的多普勒频移环境下，通信系统的接收端接收到接收信号后，可调取预设的导频序列(设为pi)，以及该导频序列的共轭序列(设为pi*)，从而利用导频序列pi及共轭序列pi*对接收信号进行粗同步处理；

[0066] 可选的，粗同步处理的过程可以涉及：滑动相关处理，峰值位置确定，粗同步位置确定等。

[0067] 步骤S110、根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量。

[0068] 可选的，粗频偏估计的过程可以涉及FFT频偏估计，和抛物线插值处理等。

[0069] 步骤S120、根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值。

[0070] 步骤S130、根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值。

[0071] 步骤S140、确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步。

[0072] 可以看出，本发明实施例在进行时频同步时，先进行粗同步(如步骤S100至步骤S110所示)，后再进行细同步(如步骤S120所示)，从而可基于细同步得到的精频偏估计值，和粗同步得到的多普勒频偏估计量，实现频偏补偿，完成适用于在较大的多普勒频移环境下的时频同步，提升时频同步的精准度。

[0073] 本发明实施例在进行时频同步时，先进行粗同步，后再进行细同步的考虑如下：

[0074] 若特定调频率的双线性调频信号可等效为ZC序列与其共轭序列的加和，则本发明使用ZC序列与其共轭序列来完成同步的功能；结构如图2所示；

[0075] 则ZC序列的表达式可以如下：

[0076]

[0077] 其中，u为ZC序列的根序列号。现分析频偏对ZC序列相关性影响。假设信号采样率为fs，频偏为fd，序列第一点引入相位变化为0， 则第n点相位变化为：

[0078]

[0079] 加入频偏后，序列为：

[0080]

[0081] 可知，当 时，即频偏引起序列的移位，造成接收序列相关峰移位，移位点数为n-k。

[0082] 由此可见，当两序列索引满足下式时，加入频偏会引起序列移位，造成假相关峰。

[0083]

[0084] 其中

[0085] 假设k＝n-x，x为序列移位点数，解上述方程可得到：

[0086] 当 满足 时，即，序列正好移位x点正好序列重复，且

[0087] 由此，可知，当 时，对时间同步影响较小，此时相关峰位置移位x≈0。

[0088] 即，频偏满足 峰值位置不发生移动。当 即频偏满足时，峰值位置移动x点。以u＝1为例，当频偏从 向 变化时，检测峰
值会从已偏移的x点处向x+1移动。

[0089] 同理，对于ZC序列的共轭du,n*＝d-u,n。当 即频偏满足时，峰值位置移动-x点。以u＝1为例，当频偏从 向 变化时，
检测峰值会从已偏移的-x点处向-x-1移动。

[0090] 可知大频偏对两段训练序列的影响相反。对二者的峰值位置取平均，即可在大频偏下完成定时同步。并且当频偏位于 与 之间时，由于噪声的影响，对峰值位置取平均，相对理想同步位置可能存在偏差。

[0091] 故本发明基于此原理完成粗同步后，又进行了细同步。当u＝1时，粗同步位置相对理想同步位置可能存在一个样点的偏差。当使用的ZC序列的根序列号为其他值时，偏差具体有所差异。

[0092] 在做细同步时，需结合所使用的ZC序列的根序列号，及其是在频域生成还是时域生成进行调整。

[0093] 以上简要分析了本发明在大频偏下完成定时同步的原理，本质上与双线性调频信号时域同步算法抵抗大频偏的原理一致。本发明主要在其定时同步精度及频偏估计上做出了改进，使得定时同步位置准确，并有较高的频偏估计精度。

[0094] 需要说明的是，双线性调频信号时域同步算法抵抗大频偏的内容主要如：

[0095] 如GMR-1在FCCH中采用双线性调频信号(dual-chirp waveform)用于时频同步，则双线性调频信号是一个实信号，其能量归一化基带信号表达式为：

[0096]

[0097] 其中，

[0098]

[0099] T即为双线性调频信号的持续时间，0≤t≤T。

[0100] 而任何一个实信号可表示为两个共轭复信号之和的形式，即：

[0101] s(t)＝su(t)+sd(t)

[0102] 其中，

[0103]

[0104]

[0105] 这里，称分量信号su(t)为上线性调频信号(up-chirp waveform)，其瞬时频率随时间从-KT/2增大为KT/2；分量信号sd(t)为下线性调频信号(down-chirp waveform)，其瞬时频率随时间从KT/2减小为-KT/2；两分量信号频率的变化率绝对值相同。因此双线性调频信号的带宽为B＝KT。

[0106] 可选的，在本发明实施例中，图1所示步骤S100所进行的粗同步处理可如图3所示，包括：

[0107] 步骤S200、利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值。

[0108] 在较大的多普勒频移环境下，通信系统的接收端接收到接收信号后，可调取预设的导频序列(设为pi)，以及该导频序列的共轭序列(设为pi*)，从而可利用导频序列pi对所述接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与导频序列pi对应的第一相关功率值(设为σ1j)，并利用所述共轭序列pi*对所述接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与共轭序列pi*对应的第二功率值(设为σ2j)。

[0109] 可选的，导频序列pi可以选用长度为Np的ZC(Zadoff-Chu)序列；ZC序列具有非常好的自相关性和很低的互相关性，这种性能可以被用来产生同步信号，作为对时间和频率的相关运送。

[0110] 下面示出的本发明实施例可能采用的公式实现，可以根序列号为1的时域ZC序列为例进行。

[0111] 可选的，进行滑动相关处理的可选表达公式可以如下所示：

[0112]

[0113]

[0114] 其中，Np为导频序列的长度，(·)*代表取共轭，|·|代表取模，i表示导频序列长度中的取值数值，j表示滑动相关时的滑动点数。

[0115] 步骤S210、对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置。

[0116] 可选的，对于一个时隙内的相关值(接收信号)，本发明实施例可确定各接收信号所对应的第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置(设为pos1)，及确定各接收信号所对应的第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置(设为pos2)；

[0117] 可选的，可通过如下公式计算pos1和pos2；

[0118]

[0119]

[0120] 步骤S220、计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率。

[0121] 可选的，以第一最大峰值位置pos1对应的第一噪声功率计算为例，第一噪声功率可设为δpos1；可选的，δpos1的计算可通过如下公式实现：

[0122]

[0123] 其中，Nwin为噪声计算所使用的单边窗口长度，可根据导频序列的长度可决定；通过上述公式可以看出，pos1对应的第一噪声功率δpos1的计算，可通过计算pos1的左右各Nwin个位置分别对应的噪声功率，然后取平均噪声功率，作为pos1所对应的噪声功率；

[0124] 可选的，第二最大峰值位置pos2对应的第二噪声功率(可设为δpos2)的计算，可与上述δpos1的计算同理。

[0125] 步骤S230、根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志。

[0126] 可选的，可设同步标志为flag，则同步标志flag的计算可通过如下公式实现：

[0127]

[0128] 步骤S240、如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

[0129] 可选的，预置门限可以设为10Th/10，如果flag＞10Th/10，则判定位同步上，后续可计算粗同步位置；可选的，Th可以认为是阈值，阈值Th可以为dB值，可通过仿真得到。

[0130] 可选的，可设粗同步位置为pos，粗同步位置pos可根据第一最大峰值位置pos1和第二最大峰值位置pos2的均值取整确定；可选的，粗同步位置pos可通过如下公式计算实现：

[0131] 其中，[·]表示取整处理。

[0132] 可选的，步骤S200至步骤S240可以认为是本发明实施例，利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置的可选实现形式。

[0133] 可选的，粗同步处理的过程可以如图4所示；在图4所示示意中，为增加运算速度，时域滑动相关值算法可基于FFT进行，从而要求对接收数据分若干个窗win_num，设定窗长，使得接收信号长度为窗长整数倍。

[0134] 可选的，在本发明实施例中，图1所示步骤S110所进行的粗频偏估计过程可如图5所示，包括：

[0135] 步骤S300、根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计。

[0136] 在得到粗同步位置pos后，可按粗同步位置pos取出Np点相应的接收信号(设为rp0i)，将接收信号rp0i与共轭序列pi*相乘后，作出FFT(快速傅氏变换)频偏估计。

[0137] 步骤S310、根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

[0138] 可选的，FFT频偏估计的结果可以是：FFT频偏估计的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点；

[0139] 可设FFT频偏估计的峰值和峰值相应频点为(zd，fd)，其中d为峰值的位置，fd为相应的频点，zd为峰值；则所估计的峰值相邻的两个次峰的峰值及相应频点为(zd-1，fd-1)和(zd+1，fd+1)；

[0140] 则根据FFT频偏估计的结果中的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点，可进行抛物线插值处理，抛物线插值处理的过程可以为：

[0141] 建立二次插值多项式，以构成二次曲线z；z＝a0f2+a1f+a2

[0142] 将FFT频偏估计的结果中的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点代入二次曲线z，则可求解出二次曲线z的参数值a0、a1、a2；

[0143] 相应的，根据求解出的二次曲线z的参数值a0、a1、a2，可以计算出二次曲线z的最大值及相应的频点 从而得到更近似的多普勒频偏估计量

[0144] 可选的， 的计算过程可以如下公式所示：

[0145] 其中，Δf为频率分辨率。

[0146] 可选的，步骤S300至S310可以认为是根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量的可选实现方式。

[0147] 可选的，在本发明实施例中，图1所示步骤S120所进行的细同步处理过程可如图6所示，包括：

[0148] 步骤S400、根据粗同步位置以及相邻位置所对应的位置集合，提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号。

[0149] 可选的，在得到粗同步位置pos后，可根据粗同步位置pos以及pos的相邻位置所对应的位置集合，如Postemp＝[Pos-1,Pos,Pos+1]，其中postemp表示该位置集合；从而根据位置集合Postemp＝[Pos-1,Pos,Pos+1]可取出对应的Np点的接收信号Rp0ji与Rp1ji。

[0150] 步骤S410、根据所述多普勒频偏估计量对所提取的各接收信号分别进行粗频偏补偿；对于所提取的接收信号中的各组相关信号，根据设定长度分别对各组相关信号进行分段相关并将分段相关结果求和，得到各组相关信号的相关值。

[0151] 可选的，相关值可以认为是可能的细同步位置。

[0152] 可选的，在根据位置集合Postemp＝[Pos-1,Pos,Pos+1]取出对应的Np点的接收信号Rp0ji与Rp1ji后，可根据多普勒频偏估计量 分别对Rp0ji和Rp1ji进行粗频偏补偿；可选的，实现公式可以如下：

[0153]

[0154]

[0155] 同时，对于接收信号的各组相关信号，本发明实施例可根据设定长度分别对各组相关信号进行分段相关并求取分段相关结果的和，得到各组相关信号的相关值；

[0156] 可选的，第j组相关信号的相关值可设为RRj，j可取1，2，3；则第j组相关信号的相关值RRj的可选计算公式可如下所示：

[0157]

[0158] 其中，Nw为设定长度，可结合导频序列长度与系统可能的最大频偏进行设置，并通过仿真得到一最优长度。

[0159] 可选的，步骤S400至S410可以认为是根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理的可选实现方式；可选的，该细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值。

[0160] 可选的，在本发明实施例中，图1所示步骤S130所进行的精频偏估计处理过程可如图7所示，包括：

[0161] 步骤S500、从各组相关信号的相关值中选取最大相关值，将所述最大相关值在所述位置集合中对应的位置，确定为时间的最终同步位置。

[0162] 在得到各组相关信号的相关值后，可判断其中的最大值，得到最大相关值，从而最大相关值在位置集合postemp中对应的位置值则为精确的最终同步位置Posfinal。

[0163] 步骤S510、调取所述最终同步位置对应的粗频偏补偿后的前后两段导频数据，根据所调取的前后两段导频数据进行精频偏估计，得到精频偏估计值。

[0164] 可选的，将精确的最终同步位置Posfinal对应的，并进行粗频偏补偿后的前后两段导频数据分别记为x1(n)，x2(n)，可将x1(n)与其共轭序列相乘，将x2(n)与其共轭序列相乘，则可得到：

[0165]

[0166]

[0167] 可选的，精频偏估计可表示如下：

[0168]

[0169] 从而，精频偏估计值 可以通过如下公式得到：

[0170]

[0171] 可知，频偏估计范围为 其中Ts为抽样间隔，Δφ为载波相位偏差，Nd为前后两段训练序列的间隔。通过调整Nd，可以调节频偏估计范围，以达到所要求的频偏估计精度。

[0172] 可选的，为了扩大频偏估计范围，也可使用接收数据RP0i与RP1i各自的前后部分进行差分频偏估计。同时通过调整训练序列的长度，可以调整频偏估计的准确度。

[0173] 可选的，步骤S500至S510可以认为是根据相关值中的最大相关值，与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值的可选实现方式。

[0174] 通过仿真，设置随机频偏-12kHz～12kHz，信道选用AWGN。原算法使用的dual-chirp序列为1024点，以其时域同步算法为例进行仿真。本发明仿真使用的是根序列号为1的512点的ZC序列及其共轭，使得两种方法开销一致。当同步位置与理想位置不存在偏差时，认为同步成功；否则，认为同步失败。则仿真可如图8和图9所示，其中，图8为AWGN信道下同步概率的对比示意图，图9为AWGN信道下频偏估计均方根误差的对比示意图；可以看出，本发明实施例所使用的时频同步方法，解决了大频偏环境下定时同步精度问题，显著提高了频偏估计精度。

[0175] 本发明实施例还提供一种时频同步装置，下文描述的时频同步装置可与上文描述的时频同步方法内容相互对应参照。

[0176] 图10为本发明实施例提供的时频同步装置的结构框图，该时频同步装置可应用于接收端，参照图10，该时频同步装置可以包括：

[0177] 粗同步处理模块100，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置；

[0178] 粗频偏估计模块200，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量；

[0179] 细同步处理模块300，用于根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理；其中，细同步处理的过程包括：粗频偏补偿，及确定接收信号的相关值；

[0180] 精频偏估计模块400，用于根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值；

[0181] 频偏补偿模块500，用于确定精频偏估计值和多普勒频偏估计量的和，根据所确定的和进行频偏补偿，完成频率同步。

[0182] 可选的，粗同步处理模块100，用于根据预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，对接收信号进行粗同步处理，确定接收信号对应的粗同步位置，具体包括：

[0183] 利用预设的导频序列及所述导频序列的共轭序列，分别对接收信号进行滑动相关处理，得到所述接收信号与所述导频序列对应的第一相关功率值，及所述接收信号与所述共轭序列对应的第二相关功率值；

[0184] 对于一个时隙内的接收信号，计算第一相关功率值中的最大峰值位置，得到第一最大峰值位置，及计算第二相关功率值中的最大峰值位置，得到第二最大峰值位置；

[0185] 计算第一最大峰值位置对应的噪声功率，得到第一噪声功率，及计算第二最大峰值位置对应的噪声功率，得到第二噪声功率；

[0186] 根据第一噪声功率和第二噪声功率，计算同步标志；

[0187] 如果所述同步标志大于预置门限，根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置。

[0188] 可选的，粗同步处理模块100，用于根据所述第一最大峰值位置和所述第二最大峰值位置，确定粗同步位置，具体包括：

[0189] 将第一最大峰值位置和第二最大峰值位置的均值取整，确定粗同步位置。

[0190] 可选的，粗频偏估计模块200，用于根据粗同步位置，进行粗频偏估计，得到多普勒频偏估计量，具体包括：

[0191] 根据所述粗同步位置提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号，将所提取的接收信号与所述共轭序列相乘，作出FFT频偏估计；

[0192] 根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量。

[0193] 可选的，所述FFT频偏估计的结果包括：FFT频偏估计的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点；

[0194] 相应的，粗频偏估计模块200，用于根据所述FFT频偏估计结果，进行抛物线插值处理，得到多普勒频偏估计量，具体包括：

[0195] 建立二次插值多项式，以构成二次曲线；

[0196] 将FFT频偏估计的结果中的峰值和峰值相应频点，以及相邻次峰的峰值及相应频点代入二次曲线，求解出二次曲线的参数值；

[0197] 根据求解出的二次曲线的参数值，计算二次曲线的最大值及相应的频点，将所计算的频点确定为多普勒频偏估计量。

[0198] 可选的，细同步处理模块300，用于根据粗同步位置和多普勒频偏估计量，进行细同步处理，具体包括：

[0199] 根据粗同步位置以及相邻位置所对应的位置集合，提取与所述导频序列的长度点相应的接收信号；

[0200] 根据所述多普勒频偏估计量对所提取的各接收信号分别进行粗频偏补偿；对于所提取的接收信号中的各组相关信号，根据设定长度分别对各组相关信号进行分段相关并将分段相关结果求和，得到各组相关信号的相关值。

[0201] 可选的，精频偏估计模块400，用于根据所述相关值中的最大相关值确定最终同步位置，具体包括：

[0202] 从各组相关信号的相关值中选取最大相关值，将所述最大相关值在所述位置集合中对应的位置，确定为时间的最终同步位置；

[0203] 相应的，精频偏估计模块400，用于根据所述最终同步位置与粗频偏补偿后的结果，进行精频偏估计，确定精频偏估计值，具体包括：

[0204] 调取所述最终同步位置对应的粗频偏补偿后的前后两段导频数据，根据所调取的前后两段导频数据进行精频偏估计，得到精频偏估计值。

[0205] 本发明实施例提供的时频同步装置，可实现适用于在较大的多普勒频移环境下的时频同步，提升时频同步的精准度。

[0206] 本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

[0207] 专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

[0208] 结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

[0209] 对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。