无线通信的噪声变异量估测电路与方法

摘要

本发明包含一种无线通信的噪声变异量估测电路与方法，其一实施例包含：第一估测单元，用来依据接收信号以及参考信号产生第一估测信号，其中该接收信号是源自于该参考信号之均等；第一噪声抑制单元，耦接该第一估测单元，用来对该第一估测信号执行第一噪声抑制处理以产生第一噪声抑制信号；第二估测单元，耦接该第一估测单元与该第一噪声抑制单元，用来依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号之差异产生第二估测信号；以及第二噪声抑制单元，耦接该第一与该第二估测单元，用来依据该第二估测信号执行噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行第二噪声抑制处理以产生第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

权利要求

1.一种无线通信的噪声变异量估测电路，包含：

一第一估测单元，用来依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于传送端的参考信号；

一第一噪声抑制单元，耦接该第一估测单元，用来对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号；

一第二估测单元，耦接该第一估测单元与该第一噪声抑制单元，用来依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号的差异产生一第二估测信号；以及一第二噪声抑制单元，耦接该第一估测单元与该第二估测单元，用来依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

2.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第一噪声抑制单元依据一信道平滑算法执行该第一噪声抑制处理，该第二噪声抑制单元依据同一或另一信道平滑算法执行该第二噪声抑制处理。

3.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第一噪声抑制处理不受一目前信噪比的影响，该目前信噪比影响该第二噪声抑制处理。

4.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第一噪声抑制处理不受一目前信道脉冲响应的长度的影响。

5.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第一噪声抑制处理不受该第二噪声抑制信号的影响。

6.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第一噪声抑制处理的信号处理范围相关于一无线通信系统的一循环前缀的时间长度以及一最大过量延迟的至少其中之一。

7.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其中该第二噪声抑制单元是一维纳滤波器，且该噪声抑制调整是调整该维纳滤波器的系数。

8.根据权利要求1所述的噪声变异量估测电路，其应用于长程演进技术之一通信接收器。

9.一种无线通信的噪声变异量估测方法，包含下列步骤：

依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于传送端的参考信号；

对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号；

依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号的差异产生一第二估测信号；以及依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

10.根据权利要求9所述的噪声变异量估测方法，其中该第一噪声抑制处理不受该第二噪声抑制信号的影响。

说明书

无线通信的噪声变异量估测电路与方法

技术领域

[0001] 本发明涉及噪声变异量估测电路与方法，尤其涉及无线通信的噪声变异量估测电路与方法。

背景技术

[0002] 于一般无线通信系统中，于传送信号经过信道到达接收端后，接收端会执行信道估测以消除信道效应，藉此提升效能。图1为一传统信道估测装置100之示意图。由图1可知，信道估测装置100先利用最小平方法(Least Square Algorithm)估测电路110将信道信息从接收信号中撷取出来，再利用信道平滑法(Channel Smoothing Scheme)电路120来降低噪声的影响。由于信道平滑法电路120需依据噪声变异量(Noise Variance)来调整其系数，因此信道估测装置100会进一步利用噪声变异量估测电路130将最小平方法估测电路110之输出与信道平滑法电路120之输出相减以求得噪声变异量，并回授该噪声变异量给信道平滑法电路120以供其决定系数。

[0003] 承上所述，信道平滑法电路120所决定之系数与噪声变异量估测电路130所提供之噪声变异量相关，且噪声变异量估测电路130是依据信道平滑法电路120所提供之输出来决定噪声变异量，因此该噪声变异量与该系数之决定会互相影响。由于信道平滑法电路120之系数的默认值不一定适合目前的信道环境，噪声变异量估测电路130一开始所接收到的信道平滑法电路120之输出可能未反映信道的真实状况，因此噪声变异量估测电路130一开始所输出的噪声变异量会有较大的偏差(Bias)，从而信道平滑法电路120会依据该偏差较大的噪声变异量来调整系数，上述交互影响会导致严重的错误漫延(Error Propagation)，使得信道估测的准确度大幅下降。

[0004] 更多先前技术可见于下列文献：专利号8379773之美国专利；专利号8787473之美国专利；专利公开号20100254496之美国专利申请；以及Vega,Leonardo Rey,Rey,Hernan,“A Rapid Introduction to Adaptive Filtering”,chapter 2Wiener Filtering,ISBN 978-3-642-30299-2。

发明内容

[0005] 鉴于先前技术之不足，本发明之一目的在于提供一种无线通信的噪声变异量估测电路与方法，以改善先前技术。

[0006] 本发明揭露一种无线通信之噪声变异量估测电路，其一实施例包含：一第一估测单元，用来依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于该参考信号的均等(equivalent)；一第一噪声抑制单元，耦接该第一估测单元，用来对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号；一第二估测单元，耦接该第一估测单元与该第一噪声抑制单元，用来依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号的差异产生一第二估测信号；以及一第二噪声抑制单元，耦接该第一与该第二估测单元，用来依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

[0007] 本发明另揭露一种无线通信的噪声变异量估测方法，其一实施例包含下列步骤：依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于该参考信号的均等；对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号；依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号的差异产生一第二估测信号；以及依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

[0008] 有关本发明的特征、实作与功效，兹配合示图作优选实施例详细说明如下。

附图说明

[0009] 图1为先前技术之信道估测装置的示意图；

[0010] 图2为本发明之噪声变异量估测电路之一实施例的示意图；

[0011] 图3为本发明之维纳滤波器在时域上的振幅表现的示意图；以及

[0012] 图4为本发明之噪声变异量估测方法之一实施例的示意图。

[0013] [图的符号的简单说明]

[0014] 200 无线通信的噪声变异量估测电路

[0015] 210 第一估测单元

[0016] 220 第一噪声抑制单元

[0017] 230 第二估测单元

[0018] 240 第二噪声抑制单元

[0019] Xtj(k) 参考信号

具体实施方式

[0020] 以下说明内容之用语系参照本技术领域之习惯用语，如本说明书对部分用语有加以说明或定义，该部分用语之解释系以本说明书之说明或定义为准。

[0021] 本发明之揭露内容包含无线通信的噪声变异量估测电路与方法。该些电路与方法之部分元件单独而言可能为已知元件，在不影响发明之充分揭露及可实施性的前提下，以下说明对于个别已知元件的细节将予以节略；另外，该方法可以是软件及/或韧体之形式，可藉由本发明之电路或其等效电路来执行。上述无线通信的噪声变异量估测电路与方法适用于多种无线通信系统，其中一种通信系统为长期演进技术(Long-Term Evolution；LTE)通信系统，为便于了解，以下说明将以LTE通信系统之应用为例进行说明。

[0022] LTE通信系统之信道频宽的种类有下列6种：1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz。以10MHz的信道频宽为例，其具有1024个子载波(sub-carrier)，其中靠近频率中心点的600个子载波载有资料，在此600个子载波中，每12个相邻的子载波构成一个资料区块(Resource Block；RB)，故10MHz的频宽共有600/12＝50个数据区块，其余的子载波做为保护频带(Guard Band)。LTE通信系统针对下行(Downlink)传输定义了蜂巢网络专用参考信号(Cell-specific Reference Signal；CRS)，以一具有4天线端口(天线端口0、天线端口1、天线端口2、天线端口3)之LTE接收端为例，在天线端口0和天线端口1之接收信号中，一个子帧(Sub-frame)包含4个正交分频多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；
OFDM)符元具有蜂巢网络专用参考信号；在天线端口2和天线端口3之接收信号中，一个子帧包含2个正交分频多工符元具有蜂巢网络专用参考信号。假设一个完整的符元具有K个子载波载有蜂巢网络专用参考信号，则前述6种不同频宽的K值分别为12、30、50、100(亦即对
10MHz频宽而言，一个完整的符元具有100个子载波载有蜂巢网络专用参考信号)、150和
200，所述LTE接收端可利用这些已知的参考信号来进行信道及相关参数的估测。上述LTE通信系统之背景技术为本领域技术人员所熟知，故细节在此不予赘述。

[0023] 请参阅图2，其是本发明之噪声变异量估测电路之一实施例的示意图。如图2所示，无线通信的噪声变异量估测电路200包含：一第一估测单元210(例如一已知或自行设计的最小平方法估测单元，或其等效)，用来依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于该参考信号之均等(或说源自于传送端的参考信号)，该参考信号例如是前述蜂巢网络专用参考信号；一第一噪声抑制单元220(例如一已知或自行设计的信道平滑滤波器(channel smoothing filter)，或其等效)，耦接该第一估测单元210，用来对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号；一第二估测单元230(例如一已知或自行设计的噪声变异量估测器(noise variance estimator)，或其等效)，耦接该第一估测单元210与该第一噪声抑制单元220，用来依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号之差异产生一第二估测信号；以及一第二噪声抑制单元240(例如一已知或自行设计的信道平滑滤波器，或其等效)，耦接该第一估测单元210与该第二估测单元230，用来依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

[0024] 于本实施例之一实施样态中，上述第一噪声抑制单元220例如是一维纳滤波器(Wiener Filter)，采用一组特定的滤波系数以运作，故该第一噪声抑制处理本身不受目前传输环境的信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)及/或目前信道脉冲响应(channel impulse response；CIR)长度的影响；上述第二噪声抑制单元240例如是一维纳滤波器，会适应性地执行该噪声抑制调整以调整本身的滤波系数，故该目前信噪比及/或该目前信道脉冲响应长度会影响该第二噪声抑制处理。于本实施例之一实施样态中，上述第一噪声抑制单元220例如是一维纳滤波器，采用一组特定的滤波系数以运作，故该第一噪声抑制处理之信号处理范围(例如该维纳滤波器在时域上的振幅表现之范围)是预定的或固定的。于本实施例之一实施样态中，上述第一噪声抑制单元220例如是一维纳滤波器，采用一组特定的滤波系数以运作，基于该组特定的滤波系数，该第一噪声抑制处理之信号处理范围相关于一无线通信系统(例如LTE通信系统)之一循环前缀(cyclic prefix；CP)的长度以及该无线通信系统之一最大过量延迟(maximum excess delay)(例如5000纳秒(ns))的至少其中之一，其中该循环前缀之长度与该最大过量延迟是已规范的(或说预先决定的)参数，且可有效地涵括信号的信道脉冲响应的长度，以供该第一噪声抑制单元220保留时域上的信道脉冲响应并消除部分的噪声项。

[0025] 以下说明是噪声变异量估测电路200之一范例的运作细节，于此范例中，噪声变异量估测电路200是应用于LTE通信系统、第一估测单元210采用已知的最小平方算法、第一与第二噪声抑制单元分别包含维纳滤波器并采用已知的信道平滑算法、以及第二估测单元采用已知的噪声变异量估测法，然上述设定并非本发明之实施限制，本领域具有通常知识者可依本发明之揭露及自身的需求推导出相关的实施变化。承上所述，于第一估测单元210所收到的接收信号中，在一个子帧内，第tij个符元中第k个载有蜂巢网络专用参考信号的子载波所载的接收信号Yti,j(k)可表示为：

[0026] Ytij(k)＝Htij(k)Xtj(k)+Ntij(k),k＝1,…,K     (1)

[0027] 其中i表示第i根接收天线，j代表第j个传送天线端口，Htij(k)代表信道的频率响应，Xtj(k)是LTE基地台透过第j个传送天线端口所传送之蜂巢网络专用参考信号(亦即第一估测单元210已知的参考信号)，Ntij(k)是高斯白噪声(white Gaussian noise)，K的定义已说明于先前段落。由于Xtj(k)为已知信号，第一估测单元210可利用最小平方法或其等效方法产生第一估测信号，其数学式可表示如下：

[0028]

[0029] 承上所述，由于第一估测信号 所含的噪声量仍大，第一噪声抑制单元220会藉由信道平滑法来降低噪声之影响。于本范例中，第一噪声抑制单元220利用维纳滤波器来降低噪声的扰动，该维纳滤波器包含一组系数为WS＝[w1,…,wM]，其中M为滤波器的阶数。WS经过反快速傅立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform；IFFT)处理后可表示为IFFT[WS]＝TS，式(2)之信道信息 在时域上的信道脉冲响应可表示为
其中 ntij为噪声项、以及L为信道脉冲响应的长度。在上述
设定下，第一噪声抑制单元220对 执行平滑处理，亦即对式(2)的信道信息
与该维纳滤波器执行折积(convolution)运算，该运算可等效地
视为在时域将 和TS相乘。当该维纳滤波器的阶数为奇数时，上述折积运算的结果(即第一噪声抑制信号之数学式)可表示如下：

[0030]

[0031] 其中k＝(M+1)/2、…、K-(M-1)/2。当维纳滤波器的阶数为偶数时，第一噪声抑制信号之数学式可表示如下：

[0032]

[0033] 其中k＝(M+2)/2、…、K-(M-2)/2。另外，由于在频带边缘(Band Edge)所能使用的参考信号只由单边贡献，故由此区间得到的平滑处理结果较差，因此第一噪声抑制单元220可选择性地只取整体信道中间的平滑结果以供第二估测单元230估计噪声变异量，换言之，当该维纳滤波器的阶数为奇数时，第一噪声抑制单元220可排除k＝1,…,(M-1)/2与k＝K-(M-3)/2,…,K的第一噪声抑制信号；而当该维纳滤波器的阶数为偶数时，第一噪声抑制单元220可排除k＝1,…,M/2与k＝K-(M-4)/2,…,K的第一噪声抑制信号。为便于了解，接下来的说明是基于该维纳滤波器的阶数为奇数的设定，在该设定下，若排除频带边缘的参考信号以及参照式(2)与式(3-1)，第一噪声抑制信号之数学式 可进一步表示如下：

[0034]

[0035] 其中a为噪声残余的比例，其值为介于0到1之间的正实数。

[0036] 承上所述，本范例中，第二估测单元230依据式(2)的第一估测信号与式(4)的第一噪声抑制信号来产生噪声变异量σ2new(即第二估测信号)，其数学式可表示如下：

[0037]

[0038] 其中NT表示传送天线端口的数目，NR表示接收天线的数目，Tj表示第j个传送天线端口所传送的一个子帧内安插有蜂巢网络专用参考信号的符元的数目。于产生第二估测信号后，第二噪声抑制单元240便可依据该第二估测信号执行噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行第二噪声抑制处理以产生第二噪声抑制信号。

[0039] 承上所述，由于LTE系统为连续传送子帧的系统，且参考信号于每一子帧中的相对位置不会因子帧的不同而改变，故第二估测单元230可选择性地利用此特性来改善估测的精准度，更明白地说，第二估测单元230可利用依据第Tsub个子帧所估测到的噪声变异量(如式(5)之σ2new，其于式(6)中表示为σ2new,Tsub)与依据在前的(Tsub-1)个子帧所估测到的噪声变异量σ2avg,Tsub-1来增加估测精准度，据此，第二估测信号之数学式可表示如下：

[0040]

[0041] 其中σ2avg,0＝0，Tsub为累计的符元总数，(Tsub-1)/Tsub可视为一第一权值，1/Tsub可视为一第二权值。

[0042] 承上所述，式(6)之Tsub可为任意实数，考虑到(Tsub-1)/Tsub及1/Tsub之计算可能不容易透过电路来执行，第二估测单元230可选择性地以近似值来替代(Tsub-1)/Tsub与1/Tsub。举例而言，若Tsub的上限值为N且N＝2x(其中x为正整数)，则以下列二式可用来近似式(6)：

[0043]

[0044]

[0045] 其中B是会使[(Tsub-1/Tsub)-(B/N)]2+[(Tsub-1/Tsub)-(B/N)]2之值为最小的正整数值，例如当Tsub＝4、N＝8时，B应为6，从而使[(Tsub-1/Tsub)-(B/N)]2+[(Tsub-1/Tsub)-(B/N)]2＝0。以N＝32为例，相对应的Tsub值与Bmin值如表1所示，其指明第二估测单元230可藉由一查表处理来查询预先储存的资料以得到Bmin值；另外，当第二估测单元230判断Tsub大于32时，第二估测单元230可采用对应Tsub＝32的Bmin值；再者，Bmin/Tsub可视为一第一近似权值，(N-Bmin)/N可视为一第二近似权值。本领域具有通常知识者可依上述说明推衍出多种实施变化(例如扩张表一的内容或修饰式(7)与式(8)等等)，该些变化应属本发明之范畴。

[0046] 表一

[0047]Tsub Bmin Tsub Bmin Tsub Bmin Tsub Bmin
1 0 9 28 17 30 25 31
2 16 10 29 18 30 26 31
3 21 11 29 19 30 27 31
4 24 12 29 20 30 28 31
5 26 13 30 21 30 29 31
6 27 14 30 22 31 30 31
7 27 15 30 23 31 31 31
8 28 16 30 24 31 32 31

[0048] 承上所述，本范例中，为了有效估测噪声变异量，第一噪声抑制单元220可调整其维纳滤波器之系数或该系数可被适当地预设，藉此使该维纳滤波器在时域上的振幅表现|TS|(TS＝IFFT[WS])近似方波且长度比L(信道脉冲响应的长度)长，如图3所示。图3中横轴为时间、纵轴为振幅、htij(.)如前所述为信道脉冲响应、斜线部分代表噪声、振幅表现|TS|会保留符元期间(symbol duration)内的多数或所有信道脉冲响应以及消除符元期间内的部分噪声。上述作法是为了保留时域上的信道脉冲响应并且消除部分的噪声项。关于如何使维纳滤波器在时域上的滤波长度比L长，以下为进一步的说明。

[0049] 若我们利用最小平方法将第k个载有蜂巢网络专用参考信号的子载波取出，该信号可表示为：

[0050]

[0051] 其中Hk为衰减信道，Nk为高斯白噪声，进一步的说明可见于下列文献：Vega,Leonardo Rey,Rey,Hernan“, A Rapid Introduction to Adaptive Filtering”,chapter 2Wiener Filtering,ISBN 978-3-642-30299-2。

[0052] 接着，若我们欲将式(a)中的噪声影响量降至最低，我们可利用维纳滤波器来降低噪声的扰动。若维纳滤波器的系数为W，为了使估测误差最小化，我们可将上述文献中第(2.12)式(即 其中E[.]代表期望运算子(expectation operator)、emin(n)代表理想误差、Wopt代表理想系数、d(n)相当于式(a)中的Hk，x(n)相当于式(a)中的 )的概念代入我们的估测环境中以得到下式：

[0053]

[0054] 其中当维纳滤波器之阶数为奇数时：

[0055]

[0056] 当维纳滤波器之阶数为偶数时：

[0057]

[0058] 式(b)中上标*表示Hermitian运算。

[0059] 对式(b)进行移项后，可得到下列式子：

[0060]

[0061] 若我们欲求得一组W使得式(c)成立，我们可将W进一步表示为：

[0062]

[0063] 以维纳滤波器之阶数为奇数为例，在不失一般性的情况下，我们可以假设衰减信道和高斯噪声的相关性为0，则式(d)中的RXY可表示为：

[0064]

[0065] 其中RHH表示衰减信道(fading channel)的自动关联性函数(autocorrelation function)。同理RYY可表示为：

[0066]

[0067] 其中上标'表示共轭(Conjugate)运算，σ2n表示噪声变异量，I是单位矩阵(identity matrix)。从式(e)和式(f)可知，维纳滤波器的系数有2个影响因子：衰减信道的自动关联性函数；噪声变异量(或SNR值)。

[0068] 承上所述，前述说明中提及该第一噪声抑制处理之信号处理范围相关于循环前缀的长度以及最大过量延迟的至少其中之一(例如信号处理范围的长度等于循环前缀的长度或最大过量延迟)，该信号处理范围的长度被决定之后，该维纳滤波器在时域上的振幅表现|TS|(近似方波)的大小(magnitude)也被决定。若时域上该方波之大小为τmax，则RHH的值可表示为：

[0069]

[0070] 其中Δf为临近两个参考信号在频域上的间格。因此，我们可藉由调整τmax值来得到式(e)和式(f)中的RHH，当τmax之值越大，该方波之大小也会越大。

[0071] 另外一个影响因子为噪声变异量，亦即式(f)中的σ2n。当σ2n的值较大时(其表示环境中的SNR值较小)，前述方波的平台区域(其可藉由图3来了解)与用来抑制噪声的非平台区域的振幅比值会较大，故我们可藉由调整或设定该维纳滤波器之系数以加强抑制噪声；反之，当σ2n的值较小时，我们可藉由调整或设定该维纳滤波器之系数以使该方波的平台区域与非平台区域的比值较小。

[0072] 承上所述，由于本发明之特征之一在于留下信道的影响量以及消除掉部分的噪声2
量，因此我们可藉由系数的设定以令τmax较大，从而使该方波的平台区域较大。在σn(当传输功率为1时，其可视为SNR之设定)方面，由于我们希望保留信道的影响量，因此我们可藉由系数的设定以令σ2n的数值较小(其表示我们所预先设定的(或说预先假设的)SNR值较大)，从而限制该方波的非平台区域，以避免消除掉信道的影响量。

[0073] 请注意，前述的式(a)至式(g)之推导属于已知的范畴，其进一步的细节在此不予赘述。

[0074] 除前述噪声变异量估测电路外，本发明亦揭露一种无线通信之噪声变异量估测方法，其一实施例如图4所示，包含下列步骤：

[0075] 步骤S410：依据一接收信号以及一参考信号产生一第一估测信号，其中该接收信号是源自于该参考信号的均等。

[0076] 步骤S420：对该第一估测信号执行一第一噪声抑制处理以产生一第一噪声抑制信号。

[0077] 步骤S430：依据该第一估测信号与该第一噪声抑制信号的差异产生一第二估测信号。

[0078] 步骤S440：依据该第二估测信号执行一噪声抑制调整，并对该第一估测信号执行一第二噪声抑制处理以产生一第二噪声抑制信号，其中该噪声抑制调整影响该第二噪声抑制处理。

[0079] 由于本领域具有通常知识者能够藉由前述电路实施例之揭露来推知本方法实施例的细节与变化，更明确地说，前述电路实施例之技术特征均可合理应用于本方法实施例中，因此，在不影响本方法实施例之揭露要求与可实施性的前提下，重复及冗余之说明在此予以节略。

[0080] 综上所述，本发明之信道估测装置与方法能够避免因参数交叉迭代所产生的偏差量，从而避免错误漫延的问题，藉此提高信道估测的准确度。

[0081] 虽然本发明之实施例如上所述，然而该些实施例并非用来限定本发明，本技术领域具有通常知识者可依据本发明之明示或隐含之内容对本发明之技术特征施以变化，凡此种种变化均可能属于本发明所寻求之专利保护范畴，换言之，本发明的专利保护范围须视本说明书的权利要求书所界定者为准。

[0082] 符号说明

[0083] 100 信道估测装置

[0084] 110 最小平方法估测电路

[0085] 120 信道平滑法电路

[0086] 130 噪声变异量估测电路

[0087] 200 无线通信的噪声变异量估测电路

[0088] 210 第一估测单元

[0089] 220 第一噪声抑制单元

[0090] 230 第二估测单元

[0091] 240 第二噪声抑制单元

[0092] Xtj(k) 参考信号

[0093] |TS| 维纳滤波器的振幅表现

[0094] htij(1),htij(2),…,htij(L) 信道脉冲响应

[0095] S410～S440 步骤