一种直流电容器谐波电流抑制方法，建立背靠背变流器，背靠背变流器中有源直流链路电容器电流是来自整流器idcr和逆变器idci的直流电流的叠加，两个电流idcr和idci中的谐波分量的相位由整流器和逆变器的相对相位PWM载波确定，主动控制调节整流器和逆变器中的PWM载波的频率和相位，使得来自两个变流器级的直流链路谐波电流同相，使得电容器谐波电流最小化。本发明一种直流电容器谐波电流抑制方法，可以明显减少直流链路电容器电流的第一和第二载波频带中的谐波含量和电流幅值。所提方法能够通过无需使用大容量的直流链路电容器来满足电源质量规格并且能有效减少电容器电流谐波。
1.一种直流电容器谐波电流抑制方法，其特征在于：建立背靠背变流器，背靠背变流器中有源直流链路电容器电流是来自整流器idcr和逆变器idci的直流电流的叠加，两个电流idcr和idci中的谐波分量的相位由整流器和逆变器的相对相位PWM载波确定，主动控制调节整流器和逆变器中的PWM载波的频率和相位，使得来自两个变流器级的直流链路谐波电流同相，使得电容器谐波电流最小化；
通过控制PWM载波相移，能够显著减小第一载波频带中的直流谐波电流中的谐波的频率和相位，该方法在三个步骤中实现：步骤1：减少第一载波频带中的有效谐波的数量；
步骤2：调整来自第一载波频带中的整流器和逆变器的剩余谐波的频率，使得它们变得相同；
步骤3：使第一频带中剩余谐波的相位同步，以实现它们的最终抵消；
步骤1中：该步骤中，相位B和C的载波分别相移2π/3和-2π/3；施加(0,2π/3，-2π/3)的载波相移，在这种相移下的第一载波频带中的电流谐波可以从(6)式导出，其中：idc1Shift(t)为第一载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θcc为参考载波相位，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度；
第一频带中的谐波已经移动到频率(fc-f0)和(fc+5f0)，由于贝塞尔函数Jx是x的递减函数，所以谐波的幅度(fc+5f0)比(fc-f0)处的分量小得多，通常可以忽略，因此，该步骤的结果是第一载波频带中的有效谐波的数量减少到1；
类似地，在(0,2π/3，-2π/3)的载波相移下的第二载波频带的解析解可以被示出为：其中：idc2Shift(t)为第二载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θc是载波相位角，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度；
如果不应用载波移位，则可以通过将相移(0,0,0)代入(6)式中来计算电流谐波，其中：idc2NoShift(t)为不采用载波移位时第二载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θc是载波相位角，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度；
比较(11)式和(12)式，可以看出，通过应用所提出的方法，也可以减小第二载波频带中的电流谐波；
其中：idc(t)为每一相产生的直流链路谐波电流，Iac是基波分量的幅度，f0是基波频率，θ0为基本相位角，m是载波频带数，n是边带数，fc为PWM载波频率，θc为载波相位角，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度；
步骤2中：使电容器电流的第一载波频带中的剩余电流谐波的频率相同，这可以通过谐波频率fh调整变流器载波频率来实现，由于步骤1后的每个变流器的第一频带中的主谐波的频率为fc-f0，所以使用fc＝fh+f0 (13)
从逆变器和整流器得到的第一频带电流谐波将处于相同的频率fh，并且第二频带的下侧谐波也将处于相同的频率2fh；
步骤3中：同步第一载波频带中的逆变器和整流器的谐波电流，使得它们同相，在这种情况下，其叠加的结果将为零，并且直流链路电容器中的相应电流谐波将消失，可以找到对第一载波频带中的剩余谐波的分析：式中，icap1(t)为第一载波频带中的剩余电流谐波，Iacr为整流器中基波分量幅度，Iaci为逆变器中基波分量幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，M是PWM调制深度，fh为谐波频率，θcc为参考载波相位，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度；
其中， Δfc是载波频率误差，θc0是初始载波角，如果使用不同的操作环
境控制整流器和逆变器，则谐波的相位取决于两个变流器的操作条件：PWM调制深度，电流大小和功率因数以及相对初始载波角θc0r和θc0i；载波频率误差Δfc通过数字控制系统的离散化和振荡器的任何输出方差产生，这两个因素都可以引入谐波相位误差；
为了保持整流器和逆变器的谐波同相，通过改变变流器，在发明中选择整流器之一的载波相位角来建立谐波相位差的闭环控制，根据：θcc＝γi-γr (15)
其中，γ是在已经应用了直接载波移位之后的第一载波频带中的有效电流谐波的相位，γr和γi的值可以使用带通滤波器从每个变流器的直流链路电流找到。
一种直流电容器谐波电流抑制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子装置和谐波抑制领域，具体是一种直流电容器谐波电流抑制方法。
背景技术
[0002] 两电平、三相交流-直流-交流变流器被称为“背靠背”变流器，尤以高功率因数和高效率以及双向电力潮流的能力等优点著称，并在许多领域得到了应用，例如工业驱动，风力发电和电力运输。
[0003] 开关功率变流器将电流脉冲从整流器和逆变器侧注入到直流链路中。这些电流脉冲导致直流链路电容器产生损耗，增加了对电容器额定值的要求，并且因此增加了重量、体积和成本，以及引起了低功率密度和可靠性等问题。因此，直流链路电容器谐波电流的抑制受到了广泛的关注。目前对改善电流或功率流动的控制以抑制低频谐波电流，已有大量的研究，但对直流链路电容器谐波电流的抑制方法却少有提及。
发明内容
[0004] 本发明提供一种直流电容器谐波电流抑制方法，可以明显减少直流链路电容器电流的第一载波频带和第二载波频带中的谐波含量和电流幅值。该方法能够通过无需使用大容量的直流链路电容器来满足电源质量规格；并且能有效减少电容器电流谐波。
[0005] 本发明采取的技术方案为：
[0006] 一种直流电容器谐波电流抑制方法，建立背靠背变流器，背靠背变流器中有源直流链路电容器电流是来自整流器idcr和逆变器idci的直流电流的叠加，两个电流idcr和idci中的谐波分量的相位由整流器和逆变器的相对相位PWM载波确定，主动控制调节整流器和逆变器中的PWM载波的频率和相位，使得来自两个变流器级的直流链路谐波电流同相，使得电容器谐波电流最小化。
[0007] 一种直流电容器谐波电流抑制方法，通过控制PWM载波相移，可以显著减小第一载波频带中的直流谐波电流中的谐波的频率和相位，该方法在三个步骤中实现：
[0008] 步骤(1)：减少第一载波频带中的有效谐波的数量；
[0009] 步骤(2)：调整来自第一载波频带中的整流器和逆变器的剩余谐波的频率，使得它们变得相同；
[0010] 步骤(3)：使第一频带中剩余谐波的相位同步，以实现它们的最终抵消。
[0011] 与传统方法相比，本发明一种直流电容器谐波电流抑制方法，优点在于：可以明显减少直流链路电容器电流的第一和第二载波频带中的谐波含量和电流幅值。所提方法能够通过无需使用大容量的直流链路电容器来满足电源质量规格并且能有效减少电容器电流谐波。
附图说明
[0012] 图1为背靠背变流器结构图。
[0013] 图2为载波相移图。
[0014] 图3为在常规正弦不对称正常采样PWM下的背靠背变流器中的直流链路电流频谱图。
[0015] 图4为应用直流链路电容器的电流频谱图。
[0016] 图5为仿真试验图。
[0017] 图6(a)为未使用本发明方法的直流母线电容器的电流波形图。
[0018] 图6(b)为采用本发明下的直流母线电容器中的电流波形图。
具体实施方式
[0019] 一种直流电容器谐波电流抑制方法，建立背靠背变流器的结构图，如图1所示。背靠背变流器中有源直流链路电容器电流是来自整流器idcr和逆变器idci的直流电流的叠加，两个电流idcr和idci中的谐波分量的相位，由整流器和逆变器的相对相位PWM载波确定。谐波电流的产生有两方面原因：一是功率流动不平衡；二是脉冲宽度调制(PWM)开关的影响。
[0020] 要想实现这一目的，有两方面因素需要考虑：
[0021] (1)：由于两个变流器的基波频率和载波频率通常不同，因此产生在直流链路中的谐波的频率也是不同的。通常不可能使用简单的相移来消除谐波。
[0022] (2)：可以使用最佳PWM移位角来获得最小化的直流链路电容器谐波电流，由于直流链路电容器谐波电流的相位角与载波相位角有关，利用适当的变换器间载波角偏移，来自逆变器和整流器侧的直流链路电容器谐波电流之间的相位差可以为零，于是可以使得到的电容器谐波电流最小化。然而最佳PWM载波移位角随实际操作条件和变流器硬件设计而变化。因为PWM载波移位角受许多因素的限制，比如基频，基波电流与电源电压之间的角度，PWM调制深度，基波电流与变流器之间的角度。变频器载波角偏移。所以采取主动控制调节整流器和逆变器中的PWM载波的频率和相位，使得来自两个变流器级的直流链路谐波电流同相，使得电容器谐波电流最小化。
[0023] 实施例：
[0024] 一种直流电容器谐波电流抑制方法，包括以下步骤：
[0025] 为了充分考虑到单个PWM载波相移对谐波电流分量的影响。如图1所示的背靠背变流器，其中整流器和逆变器都具有三相。每一相产生的直流链路谐波电流idc(t)可以表示为交流iac(t)和开关函数sf(t)的乘积。
[0026] idc(t)＝sf(t)×iac(t) (1)
[0027] 其中idc(t)为每一相产生的直流链路谐波电流，iac(t)为交流谐波电流，sf(t)为开关函数。
[0028] 由于变流器的开关特性，在交流侧也会有一些谐波电流。然而，这些谐波的幅度通常非常小，基本上可以忽略。因此，交流电流可以仅由基频分量表示。
[0029] iac(t)＝Iac cos(2πf0t+β) (2)
[0030] 其中Iac是基波分量的幅度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度，f0是基波频率。忽略直流偏置，正弦不对称正常采样PWM下相臂的开关函数的谐波分量可以得到[0031]
[0032] 这里sf(t)为开关函数，f0是基波频率，θ0为基本相位角，m是载波频带数，n是边带数，fc为PWM载波频率，θc为载波相位角。
[0033] 其中，
[0034]
[0035]
[0036] 式(4)中M是PWM调制深度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数。式(5)中L是线路电感，Vac是交流侧电压源的幅度，Vdc是直流链路电压，Iac是基波分量的幅度，f0是基波频率，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度，使用(1)-(5)式，可以获得由一相产生的直流链路谐波电流。
[0037]
[0038] idc(t)为每一相产生的直流链路谐波电流，Iac是基波分量的幅度，f0是基波频率，θ0为基本相位角，m是载波频带数，n是边带数，fc为PWM载波频率，θc为载波相位角，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。通过分析(6)式，可以知道直流链路电流谐波的频率分布是具有(n+1)f0和(n-1)f0的频移的开关函数的叠加。也可以看出，交流电流和直流链路谐波电流之间的相位方差通过PWM调制耦合。即使直流谐波和PWM载波的频率不同，直流电流谐波的相对相位可以通过移动载波相位θc来改变。
[0039] 对于背靠背变流器的整流器和逆变器级，直流链路谐波电流是来自每一相的谐波电流的叠加。整流器和逆变器直流电流之间的差将确定谐波含量，在标准PWM方案中，所有变流器支路使用相同的载波信号。假设每个支路具有单独的载波波形，每个支路中的瞬时载波相位角θc可以被认为包括相对于参考相位角的参考载波相位θcc和各个相间相位角θcp。如图2所示。其中参考值θcc是相位A的载波角，相位A作为两个变流器中的导体间角度的参考量，并且逆变器的载波相位角θci设置为0。
[0040] 通过使用(3)-(6)式，可以推导出用于背靠背变流器中的直流链路电容器电流的公式。
[0041]
[0042]
[0043]
[0044] 其中icap(t)为背靠背变流器中的直流链路电容器电流，idci(t)为逆变器中直流电流，idcr(t)为整流器中直流电流，Iacr为整流器中基波分量幅度，Iaci为逆变器中基波分量幅度，f0r为整流器基波频率，fcr为整流器载波频率，θcp为各个相间相位角，θcc为参考载波相位，f0i为逆变器基波频率，fci为逆变器载波频率，m是载波频带数，n是边带数，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度，k是相位数：对于相A,B或C，相位分别为k＝0,1或2。从(7)式可以看出，直流链路谐波电流分量的频率和相位可以通过改变整流器和逆变器的载波相位来调控。基于这个结果，可以提出一种用于直流链路电容器谐波电流降低的主动控制方法。
[0045] 在常规正弦不对称正常采样PWM下的背靠背变流器中的直流链路电流频谱图如图3所示，可知整流器和逆变器都在第一载波频带(在频率fc-3f0和fc+3f0)和一个谐波在第二载波频带(在频率2fc)具有两个显著的电流谐波。直流链路电容器谐波电流是这两个变流器的谐波的叠加。
[0046] 通过控制PWM载波相移，可以显著减小第一载波频带中的直流谐波电流中的谐波的频率和相位，该方法在三个步骤中实现：
[0047] 步骤(1)：减少第一载波频带中的有效谐波的数量；
[0048] 步骤(2)：调整来自第一载波频带中的整流器和逆变器的剩余谐波的频率，使得它们变得相同；
[0049] 步骤(3)：使第一频带中剩余谐波的相位同步，以实现它们的最终抵消。
[0050] 下面将对这三个步骤进行详细分析：
[0051] 步骤1：减少第一载波频带中的有效谐波的数量：
[0052] 该步骤中，相位B和C的载波分别相移2π/3和-2π/3；施加(0,2π/3，-2π/3)的载波相移，在这种相移下的第一载波频带中的电流谐波可以从(6)式导出。
[0053]
[0054] 其中idc1Shift(t)为第一载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf 0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θcc为参考载波相位，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。
[0055] 第一频带中的谐波已经移动到频率(fc-f0)和(fc+5f0)，由于贝塞尔函数Jx是x的递减函数，所以谐波的幅度(fc+5f0)比(fc-f0)处的分量小得多，通常可以忽略，因此，该步骤的结果是第一载波频带中的有效谐波的数量减少到1。
[0056] 类似地，在(0,2π/3，-2π/3)的载波相移下的第二载波频带的解析解可以被示出为：
[0057]
[0058] idc2Shift(t)为第二载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θc是载波相位角，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。
[0059] 如果不应用载波移位，则可以通过将相移(0,0,0)代入(6)式中来计算电流谐波，[0060]
[0061] idc2NoShift(t)为不采用载波移位时第二载波频带中的电流谐波，Iac是基波分量的幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，f0是基波频率，fc是PWM载波频率，M是PWM调制深度，θc是载波相位角，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。
[0062] 比较(11)式和(12)式，可以看出，通过应用所提出的方法，也可以减小第二载波频带中的电流谐波。
[0063] 步骤2：调整第一载波频带中的谐波的频率：
[0064] 在第二步骤中，使电容器电流的第一载波频带中的剩余电流谐波的频率相同，这可以通过谐波频率fh调整变流器载波频率来实现，由于步骤1后的每个变流器的第一频带中的主谐波的频率为fc-f0，所以使用
[0065] fc＝fh+f0 (13)
[0066] 从逆变器和整流器得到的第一频带电流谐波将处于相同的频率fh，并且第二频带的下侧谐波也将处于相同的频率2fh。
[0067] 步骤3：同步第一载波频带谐波：
[0068] 在最后一步中，同步第一载波频带中的逆变器和整流器的谐波电流，使得它们同相，在这种情况下，其叠加的结果将为零，并且直流链路电容器中的相应电流谐波将消失。可以找到对第一载波频带中的剩余谐波的分析。
[0069]
[0070] 式中icap1(t)为第一载波频带中的剩余电流谐波，Iacr为整流器中基波分量幅度，Iaci为逆变器中基波分量幅度，q＝(m+nf0/fc)π/2，m是载波频带数，n是边带数，M是PWM调制深度，fh为谐波频率，θcc为参考载波相位，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。其中 其中Δfc是载波频率误差，θc0是初始载波角，如果使用不同的操作环境控制整流器和逆变器，则谐波的相位取决于两个变流器的操作条件：PWM调制深度，电流大小和功率因数)以及相对初始载波角θc0r和θc0i；
载波频率误差Δfc也可以通过数字控制系统的离散化和振荡器的任何输出方差产生，这两个因素都可以引入谐波相位误差。
[0071] 为了保持整流器和逆变器的谐波同相，通过改变变流器，在发明中选择整流器之一的载波相位角来建立谐波相位差的闭环控制，根据：
[0072]
[0073] 其中θcc为参考载波相位，其中γ是在已经应用了直接载波移位之后的第一载波频带中的有效电流谐波的相位，γr和γi的值可以使用上式公式得出。M是PWM调制深度，α是ac基波电流和ac侧变流器电压之间的角度，β是ac基波电流和ac电源电压之间的角度。
[0074] 图4所示为应用所提出的方法之后的直流链路电容器的电流频谱。
[0075] 具体计算算例：
[0076] 试验平台的参数选取：取直流母线电容为4.4mF，整流器线路电感Lr和逆变器线路电感Li都为2.33mH，直流母线电压为750V，电源电压为240V，第一载波频带中的有效谐波频率fh为7000HZ，带通滤波带宽为6900-7100，逆变器ac侧电流Iaci为7.8A，β为23。图5为仿真试验图。使用大型直流链路电容器来平滑直流链路电压，因此电压谐波对开关谐波电流的影响可以忽略。如前面部分所讨论的，使用可编程门阵列(FPGA)来实现两个无限脉冲响应(IIR)带通滤波器以提取第一载波频带的电流谐波。PWM发生器还可以生成所需的载波移位PWM。整流器载波角θcc计算谐波相位差，两个变流器中的交流电压基频由锁相环(PLL)测量。
[0077] 图6(a)为未使用所提出方法的直流母线电容器的电流波形，图6(b)为在所提出方法下的直流母线电容器中的电流波形，两幅图清晰地说明了使用所提出的方法能有效地减少了谐波电流，也证明了该方法是可行的。
