本发明公开了一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器及其控制方法。变换器每个模块输入侧包括输入电容、逆变桥和变压器原边；输出侧包括变压器副边、全桥整流电路和LC滤波电路。输入直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个模块输入侧逆变桥的第一桥臂中间点，负极连到最后一个模块输入电容负端。相邻两个模块的连接方式为，前一模块输入电容负端连到后一模块的逆变桥第一桥臂中间点，这种结构可有效避免输入电源短路时的电容短路问题。变换器采用非对称PWM调制，可降低输入电容电压，减小电容容值和尺寸。各模块驱动之间是交错的，能有效降低输入输出电流/电压纹波，减小滤波器需求。
1.一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器，其特征在于：包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成；其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
所述输入侧直流电源的正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧的逆变桥第一桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块的输入电容负端；并且，前一变换器模块的输入电容负端连到后一变换器模块的逆变桥第一桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在输出电阻两端。
2.根据权利要求1所述的一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器，其特征在于：所述第一开关管至第四开关管均为全控型开关管，分别记为Q11，Q12，Q13和Q14。
3.根据权利要求1所述的一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器，其特征在于：所述第一开关管和第四开关管为全控型开关管，分别记为Q11和Q14；所述第二开关管和第三开关管为二极管，分别记为D12和D13。
4.一种基于权利要求2所述的一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括：(1)该全桥直流变换器一共有N个模块；
第一个变换器模块中逆变桥的第一开关管Q11和第二开关管Q12驱动波形互补，第三开关管Q13和第四开关管Q14驱动波形互补，第一开关管Q11和第三开关管Q13占空比相等，第二开关管Q12和第四开关管Q14占空比相等；第三开关管Q13驱动波形滞后第一开关管Q11驱动波形半个周期；第一开关管Q11驱动波形的占空比通过闭环调节；
然后，与参考电压做差，该差值依次通过一个PI调节器和一个限幅器；
最后，得到所述第一开关管Q11的占空比，该占空比会随着负载和参考电压的变化而变化，从而实现对全桥直流变换器的控制；
根据步骤(2)中第一个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形来调节第二个变换器模块中逆变桥的对应开关管的驱动波形；依次类推，得到第N个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形；具体为：第二个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形是将第一个变换器模块中对应开关管的驱动波形滞后1/N个开关周期；而第三个变换器模块中的四个开关管的驱动波形是将第二个模块中对应开关管的驱动波形滞后1/N个开关周期；以此类推，第N个变换器模块中四个开关管的驱动波形是将第N-1个模块中对应开关管的驱动波形滞后1/N个开关周期。
5.一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器，其特征在于：包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
每个变换器模块包括第一输入电容、第二输入电容、一个半桥逆变桥和变压器原边；所述半桥逆变桥的桥臂包括第一开关管和第二开关管，其中，第一输入电容的正端与第一开关管的集电极连接，第一开关管的发射极与第二开关管的集电极连接，第二开关管的发射极与第二输入电容的负端连接，第二输入电容的正端与第一输入电容的负端连接；变压器原边的同极性端连接到半桥逆变桥的桥臂中间点，异极性端连接到第一输入电容和第二输入电容的连接点；
每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
所述输入侧直流电源的正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧的半桥逆变桥的桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块的第二输入电容负端；并且，前一变换器模块的第二输入电容负端连到后一变换器模块的半桥逆变桥的桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在输出电阻两端。
6.一种非对称PWM控制的输入串联输出串联型(ISOS)全桥直流变换器，其特征在于：包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
所述输入侧直流电源的正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧的逆变桥第一桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块的输入电容负端；并且，前一变换器模块的输入电容负端连到后一变换器模块的逆变桥第一桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接；输出侧前一输出模块的输出滤波电容的负端连接至后一输出模块输出滤波电容和滤波电感的连接点，输出电阻的一端连接至第一输出模块的输出滤波电容和滤波电感的连接点，另一端连接至最后一个输出模块的输出滤波电容的负端。
7.一种非对称PWM控制的输入串联输出并联型(ISOP)全桥直流变换器，其特征在于：包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成；其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
所述输入侧直流电源的正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入电容的正端，负极连接到最后一个变换器模块输入侧的逆变桥第一桥臂中间点；并且，前一变换器模块逆变桥第一桥臂中间点连结到后一变换器模块的输入电容正端；每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在输出电阻两端。
非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器及其控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子器件及控制方法，特别是涉及一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器及其控制方法。
背景技术
[0002] 作为电力电子集成技术的重要分支，多变换器串并联系统一直是近年来研究的热点。
[0003] 由于多模块串并联系统具有降低开发难度、方便扩容、实现系统冗余和可靠性高等优点，其广泛运用于分布式发电、电力电子变压器及不间断电源等系统中。对于多变换器串并联系统，不同串并联组合方式的系统应用于不同的场合。以ISOP系统为例，其适用于高电压输入，大电流输出的场合。例如城市轨道交通、电气化铁路以及船舶供电系统中的大功率直流开关电源。
[0004] 传统的ISOP全桥直流变换器系统输入端采用的是电容直接串联的方法将每个模块相连接的方法从而实现输入端的串联，但是此种方法在输入电源短路时会导致所有的分压电容一起短路从而会烧坏元器件。
发明内容
[0005] 发明目的：为解决现有技术的不足，提供一种可以避免输入电容短路问题，且可有效降低电容上电压的非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器。
[0006] 技术方案：一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器，包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
[0007] 所述每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成；其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
[0008] 所述每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
[0009] 所述输入侧直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧逆变桥第一桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块输入电容负端；并且，前一模块输入电容负端连到后一模块的逆变桥第一桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在电阻两端。
[0010] 优选的，所述第一开关管为全控型开关管Q11，第二开关管为全控型开关管Q12，第三开关管为全控型开关管Q13，第四开关管为全控型开关管Q14至第四开关管均为全控型开关管。
[0011] 优选的，所述第一开关管为全控型开关管Q11，第二开关管为二极管D12，第三开关管为二极管D13，第四开关管为全控型开关管Q14。
[0012] 一种基于所述直流变换器的控制方法，该控制方法包括：
[0013] (1)假设该直流变换器一共有N个模块；
[0014] (2)对第一个变换器模块的调节控制
[0015] 第一个变换器模块中逆变桥的第一开关管Q11和第二开关管Q12驱动波形互补，第三开关管Q13和第四开关管Q14驱动波形互补，第一开关管Q11和第三开关管Q13占空比相等，第二开关管Q12和第四开关管Q14占空比相等；第三开关管Q13驱动滞后第一开关管Q11驱动半个周期；第一开关管Q11驱动的占空比通过闭环调节；
[0016] (3)对其他模块的调节控制
[0017] 根据步骤(2)中第一个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形来调节第二个变换器模块中逆变桥的对应开关管的驱动波形；依次类推，得到第N个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形。
[0018] 进一步的，所述步骤(2)中所述对第一开关管Q11驱动占空比的调节过程为：
[0019] 首先，采样所述直流变换器的输出电压；
[0020] 然后，与参考电压做差，该差值依次通过一个PI调节器和一个限幅器；
[0021] 最后，得到所述第一开关管Q11的占空比，该占空比会随着负载和参考电压的变化而变化，从而实现对直流变换器的控制。
[0022] 进一步的，所述步骤(3)中第二个变换器模块中逆变桥的四个开关管的驱动波形是将第一个变换器模块中对应开关管的驱动滞后1/N个开关周期；而第三个变换器模块中的四个开关管的驱动波形是将第二个模块中对应开关管的驱动滞后1/N个开关周期；以此类推，第N个变换器模块中四个开关管的驱动波形是将第N-1个模块中对应开关管的驱动滞后1/N个开关周期。
[0023] 另一实施例：
[0024] 一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器，包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
[0025] 所述每个变换器模块包括第一输入电容、第二输入电容、一个半桥逆变桥和变压器原边；所述半桥逆变桥的桥臂包括第一开关管和第二开关管，其中，第一输入电容的正端与第一开关管的集电极连接，第一开关管的发射极与第二开关管的集电极连接，第二开关管的发射极与第二输入电容的负端连接，第二输入电容的正端与第一输入电容的负端连接；变压器原边的同极性端连接到半桥逆变桥的桥臂中间点，异极性端连接到第一输入电容和第二输入电容的连接点；
[0026] 所述每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
[0027] 所述输入侧直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧半桥逆变桥的桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块第二输入电容负端；并且，前一模块第二输入电容负端连到后一模块的半桥逆变桥的桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在电阻两端。
[0028] 再一实施例：
[0029] 一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器，包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
[0030] 所述每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
[0031] 所述每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
[0032] 所述输入侧直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧逆变桥第一桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块输入电容负端；并且，前一模块输入电容负端连到后一模块的逆变桥第一桥臂中间点，每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接；输出侧前一输出模块的输出滤波电容的负端连接至后一模块输出滤波电容和滤波电感的连接点，输出电阻的一端连接至第一模块的输出滤波电容和滤波电感的连接点，另一端连接至最后一个模块的输出滤波电容的负端。
[0033] 又一实施例：一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器，包括输入侧和输出侧，所述输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和多个变换器模块；所述输出侧包括多个输出模块和一个输出电阻；
[0034] 所述每个变换器模块包括一个输入电容、一个全桥逆变桥和变压器原边；所述全桥逆变桥包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联组成，第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联组成；其中，输入电容与逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥的第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；
[0035] 所述每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路；其中，所述变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
[0036] 所述输入侧直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入电容的正端，负极连接到最后一个变换器模块输入侧逆变桥第一桥臂中间点；并且，前一模块逆变桥第一桥臂中间点连结到后一模块输入电容正端；每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接，输出侧所有输出模块的输出滤波电容均并联在输出电阻两端。
[0037] 有益效果：与现有技术相比，本发明的优点为：(1)可以避免在输入电源短路的情况下，电容短路的问题；(2)只需通过采样输出电压进行PI调节获取Q11的占空比，其余所有开关管驱动，只需在Q11的基础上做逻辑处理，控制方法简单易实现；(3)模块间采用交错控制的调节方式，使得输入电流纹波减小，有利于降低系统体积；(4)该技术方案成本较低，便于进一步的推广应用。
附图说明
[0038] 图1为ISOP逆变器系统主电路原理图；
[0039] 图2为三个变换器模块组成的ISOP逆变器系统主电路原理图；
[0040] 图3为传统移相控制和非对称移相控制在不同占空比下的输入电容两端电压；
[0041] 图4为三个模块中所有开关管的驱动波形以及变压器原边两端之间的电压波形图；
[0042] 图5为电源电压突变时的电源电压波形图；
[0043] 图6至图8为三个模块输入电容电压的波形图；
[0044] 图9和图10分别为输出电压和输出电流波形图；
[0045] 图11至图14分别为另外四种ISOP逆变器系统主电路原理图。
具体实施方式
[0046] 下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
[0047] 图1为N个变换器模块组成的ISOP逆变器系统主电路原理图。
[0048] 如图2所示，一种非对称PWM控制的ISOP全桥直流变换器，包括输入侧和输出侧，输入侧包括一个直流电源、一个输入电感和三个变换器模块；输出侧包括三个输出模块和一个输出电阻；
[0049] 该全桥直流变换器的每个变换器模块包括一个输入电容、一个由四个开关管组成的逆变桥和变压器原边；其中，第一开关管Q11和第二开关管Q12组成逆变桥的第一桥臂，第三开关管Q13和第四开关管Q14组成逆变桥的第二桥臂。每个输出模块包括变压器副边、一个全桥整流电路和一个LC滤波电路。
[0050] 其中，每个变换器模块的输入电容与对应的逆变桥并联连接，变压器原边的同极性端连接到逆变桥第一桥臂中间点，异极性端连接到逆变桥第二桥臂中间点；变压器副边的同极性端连接到全桥整流电路第一桥臂中间点，异极性端连接到全桥整流电路第二桥臂中间点；全桥整流电路与LC滤波电路并联连接；
[0051] 输入直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块输入侧逆变桥第一桥臂中间点，负极连到最后一个变换器模块模块输入电容负端。相邻两个变换器模块的连接方式为，前一变换器模块输入电容负端连到后一变换器模块的逆变桥第一桥臂中间点。每个变换器模块与相对应的输出模块之间通过变压器原边和变压器副边电连接。输出侧则所有输出模块的输出滤波电容都并联在输出电阻两端。
[0052] 一种全桥直流变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0053] 所述控制方式为：单个模块采用非对称脉宽调制方式，各个模块之间采用交错控制方式。
[0054] (1)假设一共有N个模块。
[0055] (2)以第一个模块为例，第一开关管Q11和第一开关管Q12驱动波形互补，第三开关管Q13和第四开关管Q14波形互补，第一开关管Q11驱动和第三开关管Q13占空比相等，第二开关管Q12和第四开关管Q14占空比相等。第三开关管Q13驱动滞后第一开关管Q11驱动半个周期。
[0056] 第一开关管Q11驱动的占空比通过闭环调节，调节过程为：首先，采样本发明的输出电压；然后，与参考电压做差，该差值依次通过一个PI调节器和一个限幅器；最后，得到所述第一开关管Q11的占空比，该占空比会随着负载和参考电压的变化而变化，从而实现对直流变换器的控制。
[0057] (3)第二个模块四个开关管的驱动波形是将第一个模块对应开关管的驱动滞后1/N个周期；而第三个模块四个开关管的驱动波是将第二个模块对应开关管的驱动滞后1/N个周期；以此类推。
[0058] 下面以三个模块组成的ISOP全桥变换器为例，并结合仿真结果来阐述本发明的技术方案的工作原理。仿真参数如下：
[0059]
[0060] 以第一模块为例，第一开关管Q11给固定占空比70％，第一模块其余开关管以及其余模块的开关管则按照上述控制方法给出。
[0061] 首先，以第一个模块为例，电路的工作原理，输入电压Vin跨接在3个模块之间，若每个模块电路参数相同，则每个模块分得的平均电压为Vin/3，设第一开关管Q11的占空比为D，那么电容两端承受的电压为Vin/(3*D)，其电压经过四个开关管组成的两路桥臂之后得到如图3所示的A1B1两点的电压，其有效电压传输比为2(1-D)。假设变压器原边绕组为N1匝，副边绕组为N2匝，则变压器的变比为N1/N2。由此可得在此种控制方式之下输出电压为：Vo＝(Vin/(3*D))*2(1-D)*(N2/N1)。
[0062] 图3给出了传统移相控制和非对称移相控制在不同占空比下的输入电容两端电压，由图可以看出在本发明中采用传统移相控制，输入电容两端电压为固定值2Vin/N，而在采用非对称PWM控制的情况下，输入电容两端电压为Vin/(N*D)，当D大于0.5时，输入电容两端的电压将一直低于2Vin/N，而在输入电压一定的情况下，当D固定之后，非对称PWM控制情况下，输出电压即固定。传统移相控制可以通过调节移相角达到相同的输出。所以，在相同的输入和输出情况下，采用非对称PWM控制的模块电路应力小于传统移相控制。
[0063] 如图4所示，可以看出每个模块的驱动波形依次滞后了1/3个周期，这样得到的AB点的波形也延迟了1/3个周期，这使得输入端的电压纹波减小，进而减小输入电流的文波，可以减小电感体积。
[0064] 如图5至图8所示，给出了电源电压突变时的电源电压波形和输入电容电压的波形，可以看出，在不加入控制策略的情况下，此拓扑可以在电容参数不同的情况下实现输入均压且有较好的动态性能。
[0065] 图9和图10分别为输出电压和输出电流波形，由图可以看出，输出电压和电流波形具有良好的动态性能。
[0066] 除此以外，就单个模块而言，此系统在拓扑方面还可以做进一步地延伸，比如：
[0067] 如图11所示为第一种变形，其与上述拓扑结构的不同为：将原边的逆变全桥替换为半桥结构，即每个变换器模块包括两个输入电容和两个开关管，第一输入电容的正极与第一开关管的集电极连接，第一开关管的发射极与第二开关管的集电极连接，第二开关管的发射极与第二输入电容的负极连接。
[0068] 输入直流电源正极串联一个输入电感后连到第一个变换器模块的第一开关管和第二开关管的连接点，负极连到最后一个变换器模块第二输入电容的负极。
[0069] 变压器原边的同极性端连接至第一个变换器模块的第一开关管和第二开关管的连接点，异极性端连接至第一输入电容和第二输入电容的连接点。
[0070] 如图12所示为第二种变形，其与上述拓扑结构的不同为：将原边的逆变全桥替换为双管正激电路；即将原来的拓扑结构中逆变桥的第二开关管和第三开关管替换为两个二极管；其余结构不变。
[0071] 如图13所示为第三种变形，其与上述拓扑结构的不同为：将输出端换成串联结构；即输出电阻的一端连接到第一模块的输出滤波电容和滤波电感的连接点，另一端连接至最后一个模块的输出电容的负端。第一模块的输出滤波电容的负端连接至第二模块的输出滤波电容和滤波电感的连接点，依次类推，第N-1模块的输出滤波电容的负端连接至第N模块的输出滤波电容和滤波电感的连接点，其余结构不变。
[0072] 如图14所示为第四种变形，其与上述拓扑结构的不同为：将输入端的串联形式进行改变。即输入直流电源正极串联一个输入电感后连接到第一模块输入电容的正端，负极连接到最后一个模块输入侧逆变桥的第一桥臂中间点；第二模块输入电容的正端连接到第一个模块输入侧逆变桥的第一桥臂中间点；依次类推，第N模块输入电容的正端连接到第N-1模块输入侧逆变桥的第一桥臂中间点，其余结构不变。
