一种升压逆变器

摘要

本发明公开了一种升压逆变器，属于电力电子变换器技术领域。电源Uin的正极与升压电感L的一端连接，Uin的负极接地，升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接，开关管S1的第二端接地，电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接，开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接，电容C1的另一端接地，开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接，开关管S5的第一端接地。针对传统升压逆变器存在高频漏电流、转换效率低的问题，它的转换效率高，且不存在高频漏电流。

权利要求

1.一种升压逆变器，其特征在于，电源Uin的正极与升压电感L的一端连接，Uin的负极接地，升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接，开关管S1的第二端接地，电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接，开关管S4的第二端接地，开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接，电容C1的另一端接地，开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接，开关管S5的第一端接地。

2.根据权利要求1所述的一种升压逆变器，其特征在于，开关管S5的第二端和开关管S5的第一端分别与滤波器的输入端连接。

3.根据权利要求1所述的一种升压逆变器，其特征在于，开关管S5的第二端和滤波电感Lo的一端连接，开关管S5的第一端接地，滤波电感Lo的另一端与滤波电容Co的一端和电阻RL或电网的一端连接，滤波电容Co的另一端与电阻RL或电网的另一端均接地。

4.根据权利要求1-3任一项所述的一种升压逆变器，其特征在于，所述的开关管为IGBT器件。

5.根据权利要求1-3任一项所述的一种升压逆变器，其特征在于，所述的开关管为MOSFET器件。

6.根据权利要求1-3任一项所述的一种升压逆变器，其特征在于，还包括二极管D，电源Uin的正极与二极管D的阳极连接，二极管D的阴极与升压电感L的一端连接。

说明书

一种升压逆变器

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种升压逆变器。

背景技术

[0002] 现有技术中的直流电压转换成交流电压时，多采用直流升压和逆变组合的两级方式实现，由前级DC/DC、后级DC/AC两级式级联逆变器可将直流电压转换成交流电压。然而，两级式级联逆变器所需器件多、体积重量大、转换效率低且为实现系统稳定运行，前级与后级之间的匹配调节较为复杂。现有非隔离型传统桥式升压逆变器还存在高频漏电流问题，高频漏电流不仅会带来传导和辐射干扰，增加进网电流谐波含量和系统损耗，而且会危及到相关设备和人员安全。

[0003] 《中国电机工程学报》，第34卷第6期，公开日为2014年2月25日，公开了论文《一种新型单级非隔离双Cuk逆变器》，作者：王立乔，王欣，仇雷，该逆变器是将两个改进的Cuk直流变换器通过输入串联、输出并联的组合而成的。借助于Cuk直流变换器的升降压能力，使得该逆变器可以适应于宽范围变化的输入直流电压。该逆变器具有升降压能力，适用于输入电压宽范围波动的应用场合；通过设置适当的调节器，该逆变器可以获得良好的动、静态性能。其不足之处在于：该电路需要2个独立的输入电源，电源利用率低，需要2个独立的升压电感，增加了电路体积，且该电路中交流输出侧与其中一个输入电源不共地，易引起共模干扰，存在漏电流问题，增加电网谐波含量和系统损耗。

发明内容

[0004] 1.发明要解决的技术问题

[0005] 针对现有技术的升压逆变器存在高频漏电流、转换效率低的问题，本发明提供了一种升压逆变器。它的转换效率高，且不存在高频漏电流。

[0006] 2.技术方案

[0007] 为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：

[0008] 一种升压逆变器，电源Uin的正极与升压电感L的一端连接，Uin的负极接地，升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接，开关管S1的第二端接地，电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接，开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接，电容C1的另一端接地，开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接，开关管S5的第一端接地。在逆变的同时，实现了升压，转换效率高，且有效抑制了高频漏电流。

[0009] 优选地，开关管S5的第二端和开关管S5的第一端分别与滤波器的输入端连接。用以滤除交流输出电压中的谐波。

[0010] 优选地，开关管S5的第二端和滤波电感Lo的一端连接，开关管S5的第一端接地，滤波电感Lo的另一端与滤波电容Co的一端和电阻RL或电网的一端连接，滤波电容Co的另一端与电阻RL或电网的另一端均接地。采用LC滤波器对输出端进行滤波，降低谐波损耗。

[0011] 优选地，所述的开关管为IGBT器件。

[0012] 优选地，所述的开关管为MOSFET器件。

[0013] 优选地，还包括二极管D，电源Uin的正极与二极管D的阳极连接，二极管D的阴极与升压电感L的一端连接。

[0014] 3.有益效果

[0015] 采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：

[0016] (1)本发明的一种升压逆变器，直流输入侧与交流输出侧共地，避免了共模干扰，不存在漏电流；

[0017] (2)本发明的一种升压逆变器，由于通过无体二极管的单向流动开关管来续流，有效地降低了开关损耗，使得系统的效率得到了提高；

[0018] (3)本发明的一种升压逆变器，在每个工作模态中，仅有两个开关管工作，减小了开关管的导通损耗；

[0019] (4)本发明的一种升压逆变器，可同时实现升压与逆变功率变换过程，减少了储能器件的数量，降低了系统的体积，因此系统的集成度和变换效率都得到了有效的改善；

[0020] (5)本发明的一种升压逆变器，由于电容电压不能突变，故电容C1与电容C2对输入电压扰动有抑制作用，输出为交流，因此电容C1与电容C2的取值也较为灵活；

[0021] (6)本发明的一种升压逆变器，具有结构简单、易于实现等优点。

附图说明

[0022] 图1为本发明的电路结构图；

[0023] 图2为本发明的调制策略示意图；

[0024] 图3为本发明的电路模态一；

[0025] 图4为本发明的电路模态二；

[0026] 图5为本发明的电路模态三；

[0027] 图6为本发明的电路模态四；

[0028] 图7为本发明的电容C1＝C2＝10μF时，其两端电压仿真波形图；

[0029] 图8为本发明的电容C1＝C2＝10μF时，输入电压Uin、输出电压uo仿真波形图；

[0030] 图9为本发明的电容C1＝C2＝10μF时，输出电流io仿真波形图；

[0031] 图10为本发明的电容C1＝C2＝50μF时，其两端电压仿真波形图；

[0032] 图11为本发明的电容C1＝C2＝50μF时，输入电压Uin、输出电压uo仿真波形图；

[0033] 图12为本发明的电容C1＝C2＝50μF时，输出电流io仿真波形图；

[0034] 图13为本发明的电容C1＝C2＝90μF时，其两端电压仿真波形图；

[0035] 图14为本发明的电容C1＝C2＝90μF时，输入电压Uin和输出电压uo仿真波形图；

[0036] 图15为本发明的电容C1＝C2＝90μF时，输出电流io仿真波形图。

具体实施方式

[0037] 为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。

[0038] 本发明中的开关管(包括开关管S1、S2、S3、S4、S5和S6)可以选择使用MOSFET器件，开关管的第一端是指MOSFET器件的漏极，开关管的第二端是指MOSFET器件的源极；本发明中的开关管还可以选择使用IGBT器件，开关管的第一端是指IGBT器件的集电极，开关管的第二端是指IGBT器件的发射极。

[0039] 图1中节点a和b之间的电压采用uab表示，代表开关管S5的第一端和第二端之间的电压值。

[0040] 图2中波形c为载波，采用三角波；波形d为调制波。

[0041] 实施例1

[0042] 如图1所示，本实施例的一种升压逆变器，电源Uin的正极与二极管D的阳极连接，Uin的负极接地，其中，二极管D的阴极与升压电感L的一端连接，升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接，开关管S1的第二端接地，电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接，开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接，电容C1的另一端接地，开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接，开关管S5的第一端接地。本实施例的电路结构将直流电源Uin进行升压和逆变的转换，输出电压幅值大于直流电源Uin，与传统的升压逆变器相比，逆变的同时进行了升压。

[0043] 作为本实施例的进一步改进，电压uab两端节点a和b与滤波器的输入端连接，对电压uab进行滤波，去除谐波干扰。

[0044] 实施例2

[0045] 结合图1，本实施例的一种升压逆变器，电源Uin的正极与二极管D的阳极连接，Uin的负极接地，其中，二极管D的阴极与升压电感L的一端连接，升压电感L的另一端与开关管S1的第一端、开关管S2的第一端和电容C2的一端连接，开关管S1的第二端接地，电容C2的另一端与开关管S4的第一端和开关管S6的第二端连接，开关管S4的第二端接地。开关管S2的第二端与电容C1的一端和开关管S3的第一端连接，电容C1的另一端接地，开关管S3的第二端与开关管S6的第一端、开关管S5的第二端连接，开关管S5的第一端接地，开关管S5的第二端和滤波电感Lo的一端连接，开关管S5的第一端接地，滤波电感Lo的另一端与滤波电容Co的一端和电阻RL或电网的一端连接，滤波电容Co的另一端与电阻RL或电网的另一端均接地。本实施例在实施例1的基础上，电压uab两端并联LC滤波电路，对其进行滤波，去除谐波干扰。

[0046] 实施例3

[0047] 本实施例结合图2-8对实施例1-2中任一技术方案作分析。

[0048] 3.1升压变比分析

[0049] 如图1所示，电容C1、C2共用一升压电感L，在直流输入电源的共同作用下C1、C2实现了能量储存，在不同开关组合的条件下，电容C1、C2向输出侧放电，滤波器前端可获得极性SPWM波形电压，再经过开关管的续流，最终实现了逆变过程。其中，二极管D的作用是：保障能量只能由直流电源向负载单向流动，避免了负载能量反馈到输入侧。

[0050] 开关管调制策略如2所示。调制波为正弦波的绝对值，与三角波载波比较得到PWM波，作为开关管S1的开关信号，开关管S2-S5只做半个周期的高频调制工作，开关管S6做工频调制工作。

[0051] 综合以上所述，根据图3-6对应的四个工作模态，除此之外，还包括图4(模态二)和图6(模态四)中电感L电流为零的工作模态。本实施例针对电感L电流断续的情况(电感L电流连续的情况也可作进一步分析，分析原理类似，在此不作描述)，结合伏秒平衡原理进行了计算分析，所述升压逆变电路的输入输出电压变比为：

[0052]

[0053] 其中，Uin为所述逆变电路的直流输入电压；M为幅值调制比，0≤M≤1；RL为输出负载；L为升压电感；fs为开关管S1的开关频率；Uo为输出电压幅值。

[0054] 由上式可以看出，在0≤M≤1范围内，输出电压幅值Uo均大于输入电压Uin，本实施例的一种升压逆变器可以实现升压逆变。

[0055] 3.2工作原理

[0056] 表1为按图2所述的调制方式对应的开关时序，本实施例的升压逆变器在一个开关周期内的开关时序。

[0057] 表1开关管的开关时序

[0058]

[0059] 结合表1，详细分析该逆变器的工作原理。按输出电流方向(定义从左向右流过滤波电感Lo的方向为正方向)，分成四个模态，如图3-6所示。

[0060] 1、输出电流大于零(即在交流输出电压uo正半周期内，模态一和模态二交替运行工作)

[0061] 模态一：开关管S1、S3导通，开关管S2与S4-S6均关断，如图3所示，输入电源Uin、二极管D、电感L和开关管S1组成闭合回路，向电感L充电储能，电感L电流上升；电容C1、开关管S3、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路，电容C1放电，电容C1储存的能量释放出来，电感电流iLo线性上升，输出电压uo线性上升，输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，漏电流为零。

[0062] 模态二：开关管S2、S5导通，开关管S1、S3、S4与S6均截止，如图4所示。输入电源Uin、二极管D、电感L、开关管S2和电容C1组成闭合回路，电感L上的电流降低，输入电源Uin和电感L一起向电容C1充电，电容C1充电储能；开关管S5、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路，电感电流iLo线性下降，输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，漏电流为零。

[0063] 2、输出电流小于零(即在交流输出电压uo负半周期内，模态三和模态四交替运行工作)

[0064] 模态三：开关管S1、S6导通，开关管S2-S5均保持关断状态，如图5所示。输入电源Uin、二极管D、电感L和开关管S1组成充电回路，电感电流iL1线性增加；滤波电感Lo、开关管S6、电容C2、开关管S1与负载或电网构成闭合回路，电感电流iLo线性上升，交流输出电压uo上升，输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，漏电流为零。

[0065] 模态四：开关管S4、S6导通，开关管S1-S3与S5均保持截止状态，如图6所示。输入电源Uin、二极管D、电感L和电容C2组成充电回路，输入电源Uin和电感L一起向电容C2充电，C2充电储能；滤波电感Lo、开关管S6、开关管S4与负载或电网构成闭合回路，电感电流iLo线性降低，交流输出电压uo降低，输入电源Uin和交流输出电压uo共地，避免了共模干扰，漏电流为零。

[0066] 如图2所示，每个模态仅有两个开关管导通，降低了开关管的损耗，从而使得总的器件损耗有所下降。

[0067] 3.3电压平衡能力分析

[0068] 从上述的工作原理分析可知，电容C1、C2两端电压不平衡将影响着正负半周期波形对称的交流输出。为了保证电容C1、C2两端电压保持相同，采用单极性单边SPWM调制方式(如图2所示)，再根据各开关管的组合方式进行逻辑组合，从而获得能够使电容C1、C2两端电压能够保持平衡的PWM信号。由图2可以看出，开关管S2后半周期的驱动信号与开关管S4前半周期的驱动信号一致，而开关管S1前半周期的驱动信号与开关管S1后半周期的驱动信号相同，则实现了在一个工频周期内电容C1、C2充放电时间保持一致，从而使得电容C1、C2两端电压保持一致。

[0069] 3.4谐波抑制分析

[0070] 综合上述工作原理的分析可知，本实施例中的电容C1、C2起到将直流电源能量周期性的转换成交流电源能量的作用；此外，在输出电压过零点时的工作模态包括模态二(图4)和模态四(图6)：

[0071] 模态二中开关管S2、S5导通，开关管S1、S3、S4与S6均截止，输入电源Uin、二极管D、电感L、开关管S2和电容C1组成闭合回路，电感L上的电流降低，输入电源Uin和电感L一起向电容C1充电，电容C1充电储能；开关管S5、滤波电感Lo与负载或电网构成闭合回路，电感电流iLo线性下降，依靠开关管S5的续流作用，确保交流输出电压uo穿过零点电压。

[0072] 模态四中开关管S4、S6导通，开关管S1-S3与S5均保持截止状态，输入电源Uin、二极管D、电感L和电容C2组成充电回路，输入电源Uin和电感L一起向电容C2充电，C2充电储能；滤波电感Lo、开关管S6、开关管S4与负载或电网构成闭合回路，电感电流iLo线性降低，依靠开关管S6、S4的续流作用，确保交流输出电压uo穿过零点电压。

[0073] 输出电压仿真结果如图8、11和14所示，在电容C1、C2取值不同的情况下，输出电压过零点无畸变，对输出电压的波形质量几乎无影响，THD会降低，滤波器设计难度小，且减小了电路体积，降低成本。

[0074] 3.5仿真验证

[0075] 参数设置：输入电压Uin＝100V，输出电压Uo＝311V，输出功率为1000W，开关频率为40kHz，升压电感L＝0.3mH，滤波电感Lo＝2mH，滤波电容Co＝8μF。仿真波形如图7-15。

[0076] 图7、图10和图13分别对应电容C1＝C2＝10μF、C1＝C2＝50μF、C1＝C2＝90μF时，电容两端电压波形。图8和图9分别对应电容C1＝C2＝10μF时，输出电压uo和输出电流io仿真波形图，图11和图12分别对应电容C1＝C2＝50μF时，输出电压uo和输出电流io仿真波形图，图14和图15分别对应电容C1＝C2＝90μF时，输出电压uo和输出电流io仿真波形图，从仿真效果来看，电容C1、C2取不同的电容值时，对输出电压uo和输出电流io波形几乎无影响，因此，电容C1、C2可采用容值较小的无极性电容，由于无极性电容的使用，电路的可靠性得到大大地提高。

[0077] 以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。