载波频偏估测装置与载波频偏估测方法

摘要

本发明提供一种载波频偏估测装置，其中包含一回波信号过滤电路、一M次方电路、一频谱产生电路、一峰值频率判断电路与一频偏决定电路。该回波信号过滤电路用以滤除一输入信号中的一回波信号，以产生一过滤后信号。该M次方电路对该过滤后信号施以M次方运算，以产生一M次方运算结果。该频谱产生电路为该M次方运算结果产生一M次方频谱。该峰值频率判断电路自该M次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率。该频偏决定电路根据该峰值频率决定一载波频偏估测结果。

权利要求

1.一种适用于多重路径(multipath)的载波频偏估测装置，包含：一回波信号过滤电路，用以滤除一输入信号中的一回波信号，以产生一过滤后信号；

一M次方电路，用以对该过滤后信号施以M次方运算，以产生一M次方运算结果，其中M为大于一的整数且与该输入信号的一调制方式相关；

一频谱产生电路，用以根据该M次方运算结果产生一M次方频谱；

一峰值频率判断电路，用以自该M次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率；以及一频偏决定电路，用以根据该峰值频率决定一载波频偏估测结果。

2.如权利要求1所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该回波信号过滤电路包含：一频谱产生电路，用以根据该输入信号产生一输入信号频谱；

一平滑化电路，用以对该输入信号频谱施以一平滑化程序，以产生一平滑化后频谱；以及一控制电路，用以根据该平滑化后频谱决定一过滤条件。

3.如权利要求2所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该平滑化程序为一移动平均运算。

4.如权利要求2所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该控制电路根据该平滑化后频谱中的一功率峰值所对应的频率决定一待滤除频率。

5.如权利要求2所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该控制电路根据该平滑化后频谱中的一功率峰值与该平滑化后频谱间的一相对关系决定一过滤强度。

6.如权利要求5所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该控制电路自该平滑化后频谱中找出不同于该功率峰值的一参考点，并根据该功率峰值与该参考点间的一功率差异决定该过滤强度。

7.如权利要求1所述的载波频偏估测装置，其特征在于，该回波信号过滤电路包含：一陷波滤波器，用以对该输入信号进行滤波以产生该过滤后信号。

8.如权利要求1所述的载波频偏估测装置，其特征在于，施于该输入信号的该调制方式为正交相位偏移调制(quadrature phase-shift keying,QPSK)，且整数M为四的整数倍。

9.一种适用于多重路径(multipath)的载波频偏估测方法，包含：(a)滤除一输入信号中的一回波信号，以产生一过滤后信号；

(b)对该过滤后信号施以M次方运算，以产生一M次方运算结果，其特征在于，M为大于一的整数且与该输入信号的一调制方式相关；

(c)根据该M次方运算结果产生一M次方频谱；

(d)自该M次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率；以及(e)根据该峰值频率决定一载波频偏估测结果。

10.如权利要求9所述的载波频偏估测方法，于步骤(a)之前进一步包含：根据该输入信号产生一输入信号频谱；

对该输入信号频谱施以一平滑化程序，以产生一平滑化后频谱；以及根据该平滑化后频谱决定一过滤条件。

11.如权利要求10所述的载波频偏估测方法，其特征在于，该平滑化程序为一移动平均运算。

12.如权利要求10所述的载波频偏估测方法，其特征在于，决定该过滤条件包含：根据该平滑化后频谱中的一功率峰值所对应的频率决定一待滤除频率。

13.如权利要求10所述的载波频偏估测方法，其特征在于，决定该过滤条件包含：根据该平滑化后频谱中的一功率峰值与该平滑化后频谱间的一相对关系决定一过滤强度。

14.如权利要求10所述的载波频偏估测方法，其特征在于，决定该过滤条件包含：自该平滑化后频谱中找出不同于一功率峰值的一参考点，并根据该功率峰值与该参考点间的一功率差异决定该过滤强度。

15.如权利要求9所述的载波频偏估测方法，其特征在于，步骤(a)包含对该输入信号施以一陷波滤波程序以产生该过滤后信号。

16.如权利要求9所述的载波频偏估测方法，其特征在于，施于该输入信号的该调制方式为正交相位偏移调制(QPSK)，且整数M为四的整数倍。

说明书

载波频偏估测装置与载波频偏估测方法

技术领域

[0001] 本发明与电子信号接收装置相关，并且尤其与电子信号接收装置中用以估测载波频偏(carrier frequency offset,CFO)的技术相关。

背景技术

[0002] 随着电子领域中相关技术的进步，各种类型的通讯系统愈来愈普及。通讯系统的传送端与接收端都各自配备有至少一个振荡信号源(例如石英振荡器)，用以提供时脉信号，做为其电路运作的参考依据。在运作过程中，传送端与接收端的时脉频率须有相当程度的一致性，接收端始能正确解读传送端发出的信号。若接收端进行降频转换(down-conversion)时采用的本地时脉信号的频率不同于传送端实际加诸于输入信号的载波频率，一般称为存在载波频偏。载波频偏可能会导致内载波干扰(inter-carrier interference)等问题，严重者甚至会使得接收端无法判读其输入信号。

[0003] 载波频偏的成因通常是传送端与接收端的振荡器互不匹配。由于实务上，传送端与接收端可能是由不同厂商制造、采用不同规格的硬件配件，要令两端的振荡器完全匹配极为困难，许多接收端因此针对载波频偏设有补偿机制。显然，必须先正确估计出频偏量，始能有效进行频偏补偿。

发明内容

[0004] 本发明提出一种新的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法。

[0005] 根据本发明的一具体实施例为一种载波频偏估测装置，其中包含一回波信号过滤电路、一M次方电路、一频谱产生电路、一峰值频率判断电路与一频偏决定电路。该回波信号过滤电路用以滤除一输入信号中的一回波信号(echo)，以产生一过滤后信号。该M次方电路用以对该过滤后信号施以M次方运算，以产生一M次方运算结果，其中M为大于一的整数且与该输入信号的一调制方式相关。该频谱产生电路用以为该M次方运算结果产生一M次方频谱。该峰值频率判断电路用以自该M次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率。该频偏决定电路用以根据该峰值频率决定一载波频偏估测结果。

[0006] 根据本发明的另一具体实施例为一种载波频偏估测方法。首先，一输入信号中的一回波信号被滤除，以产生一过滤后信号。该过滤后信号被施以M次方运算，以产生一M次方运算结果，其中M为大于一的整数且与该输入信号的一调制方式相关。接着，针对该M次方运算结果，一M次方频谱被产生。随后，一振幅峰值所对应的一峰值频率自该M次方频谱中被找出。根据该峰值频率，一载波频偏估测结果被决定。

附图说明

[0007] 为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

[0008] 图1为根据本发明的一实施例中的载波频偏估测装置的功能方块图。

[0009] 图2A呈现根据本发明的回波信号过滤电路的一种详细实施范例。

[0010] 图2B呈现受到回波信号影响的频谱范例。

[0011] 图3呈现一个四次方运算电路的实施范例。

[0012] 图4呈现根据本发明的频偏决定电路的一种详细实施范例。

[0013] 图5A与图5B呈现根据本发明的频偏选择单元的两种详细实施例。

[0014] 图6为根据本发明的一实施例中的载波频偏估测方法的流程图。

[0015] 须说明的是，本发明的附图包含呈现多种彼此关联的功能性电路的功能方块图。这些附图并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序间的多种互动关系不一定要通过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的功能不一定要如附图中绘示的方式分配，且分散式的区块不一定要以分散式的电子元件实现。

[0016] 图中元件标号说明如下：

[0017] 100：载波频偏估测装置   10：回波信号过滤电路

[0018] 101：频谱产生电路       102：平滑化电路

[0019] 103：控制电路           104：过滤电路

[0020] 11：M次方电路           12：频谱产生电路

[0021] 13：峰值频率判断电路    14：频偏决定电路

[0022] 141：候选频偏产生单元   142：频偏选择单元

[0023] 142A：校正电路          142B：信号品质评估电路

[0024] 142C：频偏选择电路      142D：移动平均电路

[0025] 142E：峰值频率判断电路  142F：频偏选择电路

[0026] S61～S65：流程步骤

具体实施方式

[0027] 根据本发明的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法可配合并被整合于多种需要对载波频偏进行估测的通讯系统接收端，例如但不限于数字电视卫星广播(digital video broadcasting–satellite,DVB-S)接收器与数字电视有线广播(digital video broadcasting–cable,DVB-C)接收器。根据本发明的一实施例中的载波频偏估测装置的功能方块图是绘示于图1。载波频偏估测装置100包含一回波信号过滤电路10、一M次方电路11、一频谱产生电路12、一峰值频率判断电路13与一频偏决定电路14。以下分述各个电路的功能。

[0028] 提供至回波信号过滤电路10的输入信号r(t)为一基频信号。实务上，该基频信号可以是一射频信号在进入载波频偏估测装置100所配合的接收端之后，经过低噪声放大电路、降频转换电路、模拟-数字转换器、低通滤波器…等等电路所产生的相对应基频信号，但不以此为限。回波信号过滤电路10负责滤除输入信号r(t)中的回波信号，以产生一过滤后信号y(t)。所谓回波信号指主要导因于多重路径(multipath)，与实际信号的频段相近的干扰信号。在排除回波信号的影响后，后续电路能更正确地判断载波频偏。

[0029] 图2A呈现回波信号过滤电路10的一种详细实施范例，其中包含一频谱产生电路101、一平滑化电路102、一控制电路103与一过滤电路104。

[0030] 频谱产生电路101用以为输入信号r(t)产生一输入信号频谱R(f)。实务上，频谱产生电路101可利用但不限于快速傅立叶转换(fast Fourier transform,FFT)来产生频谱。须说明的是，产生频谱的详细方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

[0031] 为了减少输入信号频谱R(f)中较小频率范围内的细微扰动，以利观察输入信号频谱R(f)的整体变化趋势，平滑化电路102对输入信号频谱R(f)施以一平滑化程序，以产生一平滑化后频谱SR(f)。实务上，平滑化电路102可采用但不限于移动平均运算来产生平滑化后频谱SR(f)。须说明的是，移动平均运算的详细实施方式亦为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

[0032] 随后，控制电路103根据平滑化后频谱SR(f)决定将施于输入信号r(t)的一过滤条件。过滤电路104即根据控制电路103决定的过滤条件对输入信号r(t)进行过滤程序，并输出过滤后信号y(t)。于一实施例中，过滤电路104为一陷波滤波器(notch filter)。以下段落介绍几种控制电路103可产生的过滤条件范例。

[0033] 根据实务观察，若输入信号r(t)中存在回波信号，如图2B所示，平滑化后频谱SR(f)的形状通常在中央频率fcenter两侧较不对称。于一实施例中，控制电路103根据平滑化后频谱SR(f)中的功率峰值Pmax所对应的频率(例如图2B中的频率fmax)决定一待滤除频率，亦即令过滤电路104衰减输入信号r(t)中频率大致等于fmax的信号，以消除上述频谱不对称性。

[0034] 于另一实施例中，控制电路103根据功率峰值Pmax与平滑化后频谱SR(f)间的相对关系决定一过滤强度。若功率峰值Pmax与平滑化后频谱SR(f)中其他功率点的差异较大，控制电路103可令过滤电路104提高过滤强度，例如由衰减六分贝改为衰减十二分贝。举例而言，控制电路103可自平滑化后频谱SR(f)中找出不同于功率峰值Pmax的一参考点(例如图2B中的功率点Pref)，并根据功率峰值Pmax与参考点Pref间的功率差异ΔE决定过滤强度。功率差异ΔE愈大，可令过滤强度愈高，其相对关系可由电路设计者依实务经验决定。实务上，参考点Pref的选定方式亦可由电路设计者决定。举例而言，控制电路103可根据下列关系式找出频率fref：

[0035] fref＝fcenter-0.75×(fmax-fcenter)，  (式一)

[0036] 再据此找出相对应的功率点Pref。式一的数值0.75仅为范例，可被替换为其他数字，不以此为限。

[0037] 另一方面，如果发现功率差异ΔE小于一预设门槛值(亦即平滑化后频谱SR(f)原本即相当对称)，控制电路103也可以建议过滤电路104不对输入信号r(t)施以过滤程序(相当于令过滤强度为零)，使得提供给后续电路的过滤后信号y(t)相同于输入信号r(t)。

[0038] 接着，M次方电路11对回波信号过滤电路10提供的过滤后信号y(t)施以M次方运M算，以产生一M次方运算结果y(t)。M为大于数值一的整数，且与施于过滤后信号y(t)的调制方式相关。举例而言，若传送端施于其输出信号的调制方式为正交相位偏移调制(quadrature phase-shift keying,QPSK)，即过滤后信号y(t)为QPSK信号，则整数M可被设计为等于四或是四的整数倍；若传送端施于其输出信号的调制方式为八相位偏移调制(eight phase-shift keying,8PSK)时，即过滤后信号y(t)为8PSK信号，则整数M可被设计为等于八或是八的整数倍。如果将过滤后信号y(t)表示为多个信号A+Bj，其四次方运算结果可展开如下：

[0039] (A+Bj)4＝(A2-B2+2ABj)2＝(X+Yj)2＝X2-Y2+2XYj，  (式二)

[0040] 其中信号X＝A2-B2，信号Y＝2AB。图3以式二为基础，呈现一个四次方运算电路的实施范例；最末端输出的信号I与信号Q分别代表四次方运算结果的实部与虚部。各种M次方运算电路皆可依类似的展开概念实现。

[0041] 频谱产生电路12负责为M次方电路11输出的M次方运算结果yM(t)产生频谱，以下称M次方频谱Z(f)。实务上，若采用图3所呈现的范例来实现回波信号过滤电路10，则频谱产生电路12与前述频谱产生电路101可共用硬件，被合并为单一电路。

[0042] 以下主要以过滤后信号y(t)为一QPSK信号且整数M等于四的情况为例，说明M次方频谱Z(f)的功用。假设传送端发出的射频信号是对应于基频信号x(t):

[0043] x(t)＝∑kakg(t-kT)，  (式三)

[0044] 其中g(t)代表该传送端采用的脉波整形(pulse shaping)机制，ak代表QPSK丛集-中的星座点(constellation)，T代表信号中的符号长度(symbol duration)。

[0045] 相对应地，提供至M次方电路11的过滤后信号y(t)可表示如下：

[0046] (式四)

[0047] 其中Δf表示载波频偏量，n(t)表示噪声信号。

[0048] 根据式四，过滤后信号y(t)的四次方的期望值可表示如下：

[0049]  (式五)

[0050] 对QPSK丛集中的星座点ak来说，期望值 而期望值等于式五中的参数C4且不为零。此外，式五中的信号 为周期等
于T的周期性信号，因此可用傅立叶级数的形式表示如下：

[0051]   (式六)

[0052] 其中，

[0053]   (式七)

[0054] 将 的关系式代入，式七可被展开如下：

[0055]   (式八)

[0056] 式八最末端的演算式可被视为(1/T)乘上以频率(k/T)针对g4(t)进行傅立叶转换后的结果。也就是说，参数ck等于(1/T)乘上以频率(k/T)针对g4(t)进行傅立叶转换后的结果。

[0057] 若以G(f)表示g(t)的傅立叶转换结果，则g4(t)的傅立叶转换结果等于G(f)*G(f)*G(f)*G(f)。理论上，G(f)的能量分布范围是在频率(-1/T)到(1/T)之间。相对应地，G(f)*G(f)*G(f)*G(f)的能量分布范围会在频率(-4/T)到(4/T)之间。由此推论，在式六的所有参数ck中，仅有相对应频率落在频率范围(-4/T)～(4/T)内的参数ck不等于零。换句话说，式六的所有参数ck中仅有c-3、c-2、c-1、c0、c1、c2、c3七个参数不等于零。因此，式六可被改写如下：

[0058]   (式九)

[0059] 而式五可被改写如下：

[0060]   (式十)

[0061] 根据式十，若不考虑噪声n(t)的影响，四次方运算结果y4(t)主要包含对应于以下几个频率的信号成分：(-3/T+4Δf)、(-2/T+4Δf)、(-l/T+4Δf)、4Δf、(1/T+4Δf)、(2/T+4Δf)、(3/T+4Δf)。更进一步地，四次方运算结果y4(t)主要包含的信号成分所对应的频率可被归纳为具有(n/T+4Δf)的形式，其中n为一整数索引值。

[0062] 峰值频率判断电路13负责自频谱产生电路12产生的四次方频谱Z(f)中找出振幅最高的一个峰值，并且找出该峰值所对应的频率(以下称峰值频率Ω)。根据前一段落的推演结果，四次方运算结果y4(t)主要包含的信号成分所对应的频率可被归纳为具有(n/T+4Δf)的形式，其中n为一整数索引值。因此，峰值频率判断电路13所找出的峰值频率Ω可能等于或接近于与某一个索引值n相对应的频率(n/T+4Δf)。应特别注意的是，本发明对QPSK的输入信号y(t)施以四次方运算或者是四的整数倍的次方运算，其精神在于可有效消除输入信号y(t)的随机特性。根据前述的推演可知，不论输入信号y(t)所携带的讯息为何，对4
QPSK丛集中的任一个星座点ak来说，其四次方运算结果y(t)均可被归纳为具有如上(n/T+4Δf)的形式。据此，针对任一输入信号y(t)，峰值频率判断电路13所找出的峰值频率Ω皆等于或接近于与某一个索引值n相对应的频率(n/T+4Δf)。此一特性亦可适用于例如输入信号y(t)的调制方式为8PSK，而整数M为等于八或是八的整数倍的情况。

[0063] 频偏决定电路14负责根据峰值频率判断电路13找出的峰值频率Ω决定一载波频偏估测结果ΔfE。如图4所示，于一详细实施例中，频偏决定电路14包含一候选频偏产生单元141及一频偏选择单元142。候选频偏产生单元141是用以根据峰值频率Ω产生多个候选频偏。随后，频偏选择单元142负责自该多个候选频偏中选出一个载波频偏估测结果ΔfE，做为载波频偏估测装置100的输出信号。

[0064] 根据前述 的推论，候选频偏产生单元141可找出多个对应于不同索引值n的Δfn做为候选频偏。举例而言，对应于索引值n＝-3，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏Δf-3＝(Ω+3/T)/4；对应于索引值n＝-2，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏Δf-2＝(Ω+2/T)/4；对应于索引值n＝-1，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏Δf-1＝(Ω+I/T)/4,依此类推。

[0065] 值得注意的是，上述概念可被进一步扩展应用到其他整数M(亦即不限于M等于四的情况)。更明确地说，候选频偏产生单元141可根据下列关系式产生多个候选频偏Δfn:

[0066]   (式十一)

[0067] 实务上，候选频偏产生单元141用以产生候选频偏的索引值n的范围不以特定数值为限。举例而言，候选频偏产生单元141可针对索引值n＝-100～100等两百零一种可能性产生两百零一个候选频偏，提供给频偏选择单元142。于一实施例中，候选频偏产生单元141被设计为在一特定频率范围内选择候选频偏，且该特定频率范围相关于先前施于过滤后信号y(t)的一取样频率fS。举例而言，取样频率fS可能是过滤后信号y(t)在进入M次方电路11前，通过载波频偏估测装置100所属的接收端中的模拟-数字转换器时被施以的取样频率。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，取样频率fS的高低会限制载波频偏估测装置100所能看到的信号范围。更明确地说，载波频偏估测装置100实际上只能看到频率范围在(-fS/2)到(fS/2)之间的信号。因此，候选频偏产生单元141可根据取样频率fS的大小决定要选择对应于哪些索引值n的候选频偏Δfn，例如仅选择绝对值小于频率(fS/2)的候选频偏Δfn。以峰值频率判断电路13自四次方频谱Z(f)找出的峰值频率Ω为-12兆赫，且符号长度T的倒数(1/T)为20兆赫的情况为例。根据关系式Δfn＝(Ω-n/T)/4可计算出：Δf-9为42兆赫、Δf-8为37兆赫、Δf-7为32兆赫、…、Δf7为-38兆赫、Δf8为-43兆赫。若取样频率fS等于
80兆赫，则候选频偏产生单元141可仅选择绝对值小于频率40兆赫的候选频偏Δfn,也就是仅选择Δf-8、Δf-7、…、Δf7等十六个候选频偏，提供给频偏选择单元142。

[0068] 以下介绍频偏选择单元142于决定载波频偏估测结果ΔfE时可采用的几种选择方式。

[0069] 图5A呈现频偏选择单元142的一种详细实施例。于此范例中，频偏选择单元142包含一校正电路142A、一信号品质评估电路142B与一频偏选择电路142C。校正电路142A是用以分别根据多个候选频偏Δfn校正过滤后信号y(t)，以产生相对应的多个校正结果。随后，信号品质评估电路142B负责为该多个校正结果各自产生一信号品质指标。举例而言但不以此为限，校正电路142A可为一混波器，而信号品质评估电路142B可为一解码器。该混波器将过滤后信号y(t)与频率等于一候选频偏Δfn的时脉信号进行混波，其混波结果即为校正结果。接着，该解码器将各个校正结果解码，并判断解码结果的正确性。举例而言，该信号品质指标可为但不限于一比特错误率或一封包错误率。随后，频偏选择电路142C负责自该多个候选频偏Δfn中选出对应于一最佳信号品质指标的一候选频偏(例如封包错误率最低的候选频偏)，做为载波频偏估测结果ΔfE。

[0070] 图5B呈现频偏选择单元142的另一种详细实施例。于此范例中，频偏选择单元142包含一移动平均电路142D、一峰值频率判断电路142E以及一频偏选择电路142F。如图5B所示，此范例中的频谱产生模块电路12被进一步用以为过滤后信号y(t)产生一过滤后信号频谱Y(f)。接着，移动平均电路142D对过滤后信号频谱Y(f)施以移动平均运算，以产生一移动平均运算结果SY(f)。实务上，移动平均电路142D可采用但不限于简单移动平均运算来产生移动平均运算结果SY(f)。易言之，移动平均电路142D可根据下列运算式产生移动平均运算结果SY(f):

[0071]   (式十二)

[0072] 其中D代表一平均范围参数，dα代表一积分变量。须说明的是，移动平均运算的详细方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

[0073] 移动平均运算的作用在于消除过滤后信号频谱Y(f)中较小频率范围内的细微扰动。峰值频率判断电路142E负责自移动平均运算结果SY(f)中找出对应于一功率峰值的频率(以下称功率峰值频率ΩP)。随后，频偏选择电路142F自候选频偏产生单元141提供的多个候选频偏Δfn中，选出最接近功率峰值频率ΩP的一候选频偏，做为载波频偏估测结果ΔfE。举例而言，假设峰值频率判断电路142E找出的功率峰值频率ΩP为12兆赫，且候选频偏产生单元141提供了-17兆赫、-12兆赫、-7兆赫、-2兆赫、3兆赫、8兆赫、13兆赫、18兆赫等八个候选频偏。由于候选频偏中的13兆赫最接近功率峰值频率ΩP(12兆赫)，频偏选择电路142F可选择13兆赫做为载波频偏估测结果ΔfE。

[0074] 实务上，前述峰值频率判断电路13与频偏决定电路14可利用多种控制和处理平台实现，包含固定式的和可编程的逻辑电路，例如可编程逻辑门阵列、针对特定应用的集成电路、微控制器、微处理器、数字信号处理器。此外，峰值频率判断电路13与频偏决定电路14亦可被设计为透过执行一存储器(未绘示)中所储存的处理器指令，来完成多种任务。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，另有多种电路组态和元件可在不背离本发明精神的情况下实现本发明的概念。

[0075] 根据本发明的另一具体实施例为一种载波频偏估测方法，其流程图是绘示于图6。首先，步骤S61为滤除一输入信号中的一回波信号，以产生一过滤后信号。接下来，步骤S62为对该过滤后信号施以M次方运算，以产生一M次方运算结果，其中M为大于一的整数且与该输入信号的一调制方式相关。接着，步骤S63为针对该M次方运算结果产生一M次方频谱。随后，步骤S64为自该M次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率。在步骤S65中，根据该峰值频率，一载波频偏估测结果被决定。

[0076] 本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，先前在介绍载波频偏估测装置100时描述的各种操作变化(例如过滤条件的选定方式)亦可应用至图6中的载波频偏估测方法，其细节不再赘述。

[0077] 须说明的是，本发明中的数学表示式是用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范围构成限制。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，有多种技术可实现这些数学式所对应的物理表现形式。

[0078] 虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。