用于内在功率因数校正的方法和设备

摘要

一种具有内在线功率因数校正的谐振感应无线电力传输设备提供了一种在不采用特定功率因数校正电路的情况下在线连接点处提供接近一的功率因数的低谐波失真负载的无线传输方法。该设备提供以整流的正弦供应电压替代常规直流电压来操作的传输频率转换器。谐振感应传输线圈对通过添加具有特定值的两个串联的谐振电容器而转变成阻抗变换器。阻抗变换器在轻负载条件下提升次级侧电压并以此方式促使线频率源电流与次级侧负载电流成比例，从而保持接近一的线负载功率因数和低的谐波电流失真。

权利要求

1.一种内在功率因数校正设备，包括：

AC线源；

线频率整流器，所述线频率整流器连接至所述AC线源以提供半正弦整流供应电压；

阻抗变换器，所述阻抗变换器对所述半正弦整流供应电压进行响应以在输出处提供阻抗变换后的次级侧电压；

次级侧整流器，所述次级侧整流器对所述次级侧电压进行整流；

次级侧纹波滤波器，所述次级侧纹波滤波器对来自所述次级侧整流器的整流输出进行滤波以去除变换器频率纹波，并且在输出处提供线频率半正弦电流；以及负载，所述负载接收所述线频率半正弦电流，其中，所述阻抗变换器在轻负载条件下提升所述次级侧电压以促使来自所述AC线源的线频率源电流与所述负载处的所述线频率半正弦电流成比例，以保持接近一的线负载功率因数和低谐波电流失真。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述阻抗变换器包括TermanT形配置阻抗匹配网络和具有以下值的两个串联的谐振电容器，所述值被选择使得所述阻抗变换器具有90度的传输相移，所述90度的传输相移促使施加至所述负载的负载电流量值与所述AC线源成比例并且同相。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，所述AC线源包括三相AC线源，所述三相AC线源的每个相连接有线频率整流器以提供半正弦整流供应电压，求和变压器提供与所述AC线源的电隔离，所述求和变压器的输出被提供至所述阻抗变换器。

4.根据权利要求3所述的设备，其中，所述求和变压器包括三个物理上独立的变压器。

5.根据权利要求3所述的设备，其中，所述求和变压器包括在公共芯上具有六个绕组且三相的部分通量相消的单个变压器。

6.根据权利要求3所述的设备，还包括在三相AC线上的抑制所述传输频率转换器的开关频率分量的滤波器。

7.根据权利要求3所述的设备，其中，提供至所述负载的所述线频率半正弦电流是来自每个AC线相的彼此偏移120度的三个整流的正弦曲线之和。

8.根据权利要求1所述的设备，其中，所述AC线源包括三相AC线源，所述三相AC线源的每个相连接有线频率整流器以提供半正弦整流供应电压，初级侧感应线圈被实现为与连接至所述次级侧整流器的次级侧感应线圈共享公共磁芯的三个独立且共位的感应线圈。

9.根据权利要求1所述的设备，其中，所述AC线源是插入式充电器。

10.根据权利要求1所述的设备，其中，所述负载是电池充电负载。

11.根据权利要求1所述的设备，其中，所述负载是能够以来自单相线源的半正弦电流波形或多相线源之和进行操作的电化学负载或电镀负载。

12.一种内在功率因数校正设备，包括：

DC电源；

并联纹波滤波电容器，所述并联纹波滤波电容器提供对所述DC电源的输出的线频率纹波滤波；

DC至AC转换器，所述DC至AC转换器将来自所述并联纹波滤波电容器的输出的经线频率纹波滤波的DC电压转换成输出方波电压；

阻抗变换器，所述阻抗变换器将所述输出方波电压转换成处于所述DC至AC转换器的频率的正弦波，所述正弦波由线频率正弦曲线进行包络调制以形成双极性正弦包络；

次级侧整流器，所述次级侧整流器将所述双极性正弦包络整流成单极性半正弦包络；

去整流网络，所述去整流网络将所述单极性半正弦包络的每隔一个周期的极性反转以产生正弦波形；以及AC负载，所述AC负载接收所述正弦波形，

其中，所述阻抗变换器在轻负载条件下提升次级侧电压以促使来自所述DC电源的线频率源电流与所述AC负载处的电流成比例，以保持接近一的线负载功率因数和低的谐波电流失真。

13.根据权利要求12所述的设备，其中，所述阻抗变换器包括Terman阻抗变换网络，所述Terman阻抗变换网络提供随着所述Terman阻抗变换网络的次级侧处的瞬时负载电压而变化的电压变换。

14.根据权利要求12所述的设备，还包括纹波滤波器网络，所述纹波滤波器网络用于在所述单极性半正弦包络被施加至所述去整流网络之前从所述单极性半正弦包络中去除高频纹波。

15.根据权利要求12所述的设备，其中，所述去整流网络包括处于半波或全波桥配置的功率半导体开关。

16.根据权利要求12所述的设备，还包括提供所述DC电源与所述AC负载之间的电隔离的隔离变压器。

17.一种针对施加至AC负载的三相恒定电压的每个相包括有如权利要求16所述的内在功率因数校正设备的设备。

18.根据权利要求17所述的设备，其中，所述DC电源包括三个等电压的独立DC电源。

说明书

用于内在功率因数校正的方法和设备

[0001] 相关申请的交叉引用

[0002] 本申请要求于2014年10月20日提交的美国临时专利申请62/065,889号的优先权。该申请的内容通过引用并入本文中。

技术领域

[0003] 本发明涉及借助于谐振感应的电能传输。更特别地，本发明涉及在不采用特定功率因数校正电路的情况下在线连接点处提供接近一的功率因数的低谐波失真负载的无线传输方法。作为替代，本文中描述的设备提供低谐波失真、接近一的功率因数，而无需特定功率因数校正级，从而降低了部件成本、设备尺寸和电力转换损耗。

背景技术

[0004] 感应式电力传输具有跨许多行业和市场的许多重要应用。虽然文中包含的公开内容考虑将本发明用于需要相对较高功率(超过100瓦)的应用，但是电力应用的潜在名单不受限制，并且本发明可以应用于广泛的电力需求。

[0005] 图1示出了现有技术谐振感应电力传输系统10的概念表示。如所示出的，在AC线12上提供交流源线频率电能，并且利用线频率整流器14和并联电容器纹波滤波器16将所述交流源线频率电能转换成直流电。DC-AC转换器18将直流能量转换成高频交流电，高频交流电借助于谐振网络20被施加至初级侧感应线圈22。典型的工作频率在15-50kHz的范围内。

[0006] 初级侧感应线圈22与次级侧感应线圈24之间的磁耦合将初级侧能量传输至次级侧，在次级侧，能量被高频整流器26整流、被纹波滤波器28进行纹波滤波并被用于对远端定位的电池30充电。谐振网络32使次级侧感应线圈24谐振，从而实现最大电流流动和最大能量传输。

[0007] 呈现给图1的电路中的AC线连接的负载的性质由线整流器-并联纹波滤波电容器组合来确定。在操作中，除非瞬时整流线电压超过并联电容器电压，否则线整流器电流为零。这意味着整流器电流不是正弦的，而作为替代是正好在线电压正弦曲线达到其最大值之前发生的窄脉冲。因为整流器电流是窄脉冲而不是正弦曲线，因此整流器电流包含相当多的谐波含量。关联的线频率谐波电流对电力配电部件有害并且也对连接至配电系统的其他负载有害，因此由于实用性或政府监管而被限制在低幅度。

[0008] 另一难点在于线频率整流器电流峰值发生在线频率电压最大之前的事实。这意味着线频率整流器电流脉冲的基本谐波分量超前于线频率电压正弦曲线，从而产生也受到监管限制的不期望的超前电流因数。增加并联线频率纹波滤波电容器16的电容降低了直流线频率纹波的幅度，但是也不利地增加了整流器电流脉冲的幅度并且减小了整流器电流脉冲的宽度，从而增加了不期望的线频率谐波失真和不能接受的线功率因数。

[0009] 问题则在于如何在将线频率交流电转换成直流电的同时从线电压源汲取同相正弦电流。图2示出了该问题的常规解决方案，即添加功率因数校正级34。注意，该使用中的功率因数校正意味着整流器产生的线频率谐波失真的消除以及线频率电压和电流正弦曲线的对准。

[0010] 图2所示的功率因数校正级34包括DC至DC升压转换器，但是也可以采用降压转换器和升压-降压转换器拓扑。在图2中被描述为并联场效应晶体管36的并联开关器件借助于脉冲持续时间来控制电感器电流，并因此控制AC线电流。当并联晶体管36导通时，电感器电流以与瞬时整流线电压成比例的速率斜升。当并联晶体管36关断时，存储在电感器38中的能量通过串联二极管40被转储在并联滤波电容器16中。控制电路42监测整流的线电流并且不断地调节晶体管导通间隔，使得整流的线电流保持与线电压成比例。以这种方式，使得线频率整流器电流为半周期正弦并且与线电压幅值成比例、促使谐波失真为零、促使功率因数为一以及保持DC-AC转换器供应电压基本恒定。

[0011] 然而，图2描述的功率因数校正的常规方法存在至少两个明显的缺点。即添加的电力转换级增加了设备的成本和体积，并且还引入了不期望的能量转换损耗。期望在不采用这样的特定功率因数校正电路的情况下在谐振感应电力传输系统中的线连接点处提供接近一的功率因数的低谐波失真负载。本发明解决了本领域的该需求。

发明内容

[0012] 本发明通过改变谐振感应无线电力设备的操作参数来解决现有技术的上述限制，使得所述设备内在地提供低谐波失真的具有接近一的功率因数的线负载，而不需要另外的能量转换功率因数校正。去除了常规电路的后整流器、线频率纹波滤波器和并联电容器，并且DC至AC转换器不是由平滑的恒定值DC电压供电，而是由根据对线正弦曲线的全波整流得到的半正弦电压来供电。

[0013] 在示例性实施方式中，由DC-AC转换器产生的高频矩形波的包络不再是恒定的，而是以半正弦方式连续变化。常规传输线圈对与具有被特定选择的值的谐振电容器组合，使得谐振传输线圈对变成具有90度传输相移的谐振阻抗变换器，所述90度传输相移促使系统负载电流量值以及因而的AC线电流与AC线电压成比例并且同相，从而确保接近一的AC负载功率因数和低AC线谐波电流含量。

[0014] 在无线电力传输线圈对的次级侧，整流器对传输频率正弦曲线进行整流。后整流滤波器去除变换器频率纹波并且将线频率半正弦电流提供至恒定DC电压负载。在三相AC线源实施方式中，提供至负载的电流是彼此偏移120度的三个整流的正弦曲线之和，并且因此具有降低的线频率纹波。

[0015] 在示例性实施方式中，本发明提供一种保持接近一的AC线功率因数和低AC线谐波电流含量的设备。在传输侧，系统包括：线频率整流器，其后不跟有线频率纹波滤波器；DC至AC转换器，其将整流的AC线频率转换为幅值以半正弦方式连续变化的经包络调制的高频矩形波形；传输线圈对，其与具有被特定选择的值的谐振电容器组合，使得谐振传输线圈对变成具有90度传输相移的谐振阻抗变换器；以及初级侧感应线圈。在接收侧，系统包括传输频率整流器和关联的传输频率纹波滤波器，以向接收侧负载提供半正弦非交变DC电流。

[0016] 在另一示例性实施方式中，本发明用在电力从DC电源流向AC负载的应用中。在这样的实施方式中，内在功率因数校正设备包括：DC电源；并联纹波滤波电容器，其提供对DC电源的输出的线频率纹波滤波；DC至AC转换器，其将来自并联纹波滤波电容器的输出的经线频率纹波滤波的DC电压转换成输出方波电压；阻抗变换器，其将输出方波电压转换成处于DC至AC转换器的频率的正弦波，该正弦波被线频率正弦曲线进行包络调制以形成双极性正弦包络；次级侧整流器，其将双极性正弦包络转换成单极性半正弦包络；去整流网络，其将单极性半正弦包络的每隔一个周期的极性反转以产生正弦波形；以及AC负载，其接收正弦波形。如在AC源和DC负载的情况下一样，阻抗变换器在轻负载条件下提升次级侧电压以促使来自DC电源的线频率源电流与AC负载处的电流成比例，以保持接近一的线负载功率因数和低谐波电流失真。在示例性实施方式中，这通过将Terman阻抗变换网络用作为阻抗网络来实现，以提供随Terman阻抗变换网络的次级侧处的瞬时负载电压而变化的电压变换。还可以提供纹波滤波器网络以在单极性半正弦包络被施加至去整流网络之前从单极性半正弦包络中去除高频纹波。去整流网络本身可以包括处于半波或全波桥配置的功率半导体开关。

[0017] 在又一实施方式中，使用三个独立的DC至AC转换器串来接纳三相AC电网负载，其中，每个串驱动一起构成AC三相恒压负载的三个AC恒压负载之一。每个串中可以使用隔离变压器以提供DC电源与AC负载之间的电隔离。另外，DC电源可以包括三个等电压的独立DC电源，或者三个DC源节点可以被连在一起并且由单个DC电源馈电。

附图说明

[0018] 根据以下结合附图的详细描述，本发明的前述有益特征和优点以及其他有益特征和优点将变得明显，在附图中：

[0019] 图1是不具有功率因数校正的现有技术谐振感应无线电力传输系统的概念表示。

[0020] 图2是添加有功率因数校正电路的现有技术谐振感应无线电力传输系统的概念表示。

[0021] 图3是本发明的实施方式的概念表示。

[0022] 图4是Terman T形配置阻抗匹配网络的表示。

[0023] 图5示出了将耦合的电感器T形无线电力线圈对等效电路转换成谐振阻抗变换器的转换。

[0024] 图6是用于图3的实施方式的计算机电路分析的电路的示意图。

[0025] 图7是示出在谐振和偏离谐振下通过对负载电流与变换器源电压的计算机建模而生成的spice仿真的线性结果的图。

[0026] 图8是使用三个隔离的转换器和转换器输出电压求和将本发明应用于三相线频率源的概念表示。

[0027] 图9示出了可替选实施方式，其中由被实现为共享公共磁芯的三个独立且共位的感应线圈来替代图8的求和变压器。

[0028] 图10示出了DC至AC转换器的概念框图和关联的电压波形，该DC至AC转换器用于其中电力以相反方向即从DC源流向ac负载并且设备提供接近一的功率因数的AC源的应用。

[0029] 图11示出了用于使用如图9中的三个独立的DC至AC转换器串来接纳三相AC电网负载的实施方式，其中，每个串驱动一起构成AC三相恒压负载的三个AC恒压负载之一。

具体实施方式

[0030] 通过参考结合形成本公开内容的一部分的附图和示例的以下详细描述可以更容易地理解本发明。要理解，本发明不限于本文中描述的和/或示出的特定产品、方法、条件或参数，本文中使用的术语仅用于通过示例的方式描述特定实施方式的目的，而不意在限制任何所要求保护的发明。类似地，关于可能的机制或作用模式或改进理由的任何描述仅意味着是说明性的，并且本文的发明不受任何这样的建议机制或作用模式或改进理由的正确性或不正确性的限制。

[0031] 现在将参考图3至图11来描述本发明的说明性实施方式的详细描述。虽然本说明书提供了本发明的可能实现方式的详细示例，但是应当注意，这些细节意在是示例性的并且不以任何方式界定本发明的范围。

[0032] 如现在将要说明的，在谐振感应无线电池充电设备的背景下说明本文中描述的和在图3中示出的系统，但是对本领域技术人员而言明显的是本发明还具有许多其他应用。本领域技术人员将理解，图3的实施方式在多个方面背离常规的谐振感应无线电池充电实践。例如，电池充电电流不是恒定的；电池充电电流以半正弦或整流的正弦方式变化。以这种方式，电池充电电流与单相AC线电压正弦曲线源成比例并且同相。次级侧整流器负载阻抗被理解为非线性、表现为具有小的戴维南电阻的恒定电压负载。除非施加的交流电压超过电池端子电压，否则没有电流流过次级侧整流器。初级侧、次级侧感应线圈对22、24和关联的谐振电容器20、44可以被配置成在轻负载条件下用作电压升压网络。这样的谐振LC网络在轻负载条件下本质上是高Q，并且在谐振频率下大电压升压比是可能的。

[0033] 在没有整流器电流流动的时段期间，次级侧谐振电路中的电阻损耗为零，瞬时加载的Q非常高，并且发生显著的电压变换。在这样的瞬时空载条件下，施加至次级侧整流器26的谐振电路输出电压增加，直到其超过电池端子电压并且电池电流开始流动。在适当设计的情况下，可以使次级侧电池充电电流在整个线频率半周期的持续时间内流动，并且与AC线电压的绝对值成比例，从而在不使用特定功率因数校正级的情况下向AC线频率源提供低失真的功率因数为一的负载。

[0034] 本文中描述的本发明使用阻抗变换器(impedance inverter)，所述阻抗变换器提供根据需要随瞬时电池端子阻抗而不断地变化以在每个线半周期内保持线电流与线电压之间的比例性的电压变换。如本领域技术人员已知的，阻抗变换器是双向双端口网络，其中施加至一个端口的低阻抗在另一端口处产生高阻抗。

[0035] λ/4传输线变压器是阻抗变换器实现方式的示例。阻抗变换器实现形式不限于传输线实现方式。例如，存在包括梯形电路网络的多个集总电路配置。本发明使用由Terman(Radio Engineers handbook(无线电工程师手册)，第一版，McGraw Hill，1943)描述的在图4示出的三元件T形阻抗匹配网络。发现Terman阻抗匹配网络电抗如下：

[0036]

[0037] 其中，R1是双端口源阻抗，R2是双端口负载阻抗，并且β是以弧度为单位的通过网络的相移。T形阻抗匹配网络在被设计为具有90度|β|＝π/2的传输相移时用作为阻抗变换网络。对于|β|＝π/2，电抗设计等式被简化为：

[0038]

[0039] 在示例性实施方式中，R1和R2的值不是恒定的，而是在每个整流的半周期期间不断地变化。几何乘积 是恒定的，并且三个网络电抗具有相等的量值。该观察结果用于谐振感应线圈匹配网络的后续设计。

[0040] 图5示出了可以如何将谐振感应无线电力线圈对变换成谐振Terman阻抗变换器。图5A示出了在19kHz下具有.385的耦合系数的无线电力传输线圈对的无线电力线圈对等效电路。初级侧绕组和次级侧绕组的电感为130μH、互感为50μH，在19kHz下电抗分别为+j17.9和+j5.97。

[0041] 在图5B中，谐振电容器46、48被添加至图5A的等效电路的网络串联臂中。选择电抗以完全抵消串联电感器Z1、Z2在19kHz处的电抗，并且添加具有与并联互感元件Z3也在19kHz下的电抗相同量值的另外的串联容抗。图5C中得到的网络是包含无线电力传输耦合电感器对的阻抗变换双端口等效电路。

[0042] 图5C的阻抗变换网络如下所述地降低或消除感应无线电力传输线电流谐波失真。正好在线电压过零之后，整流的线电压的量值和变换器电压输出的量值比较小。提供至车辆电池30的整流电流为零或非常小。Terman阻抗变换器的次级侧的阻抗非常高；因此，阻抗变换器的初级侧的阻抗非常低。阻抗变换器看到低阻抗负载并且提供大的初级侧电流。次级侧电压增加直到其超过电池电压。电池充电电流开始流动，变换器所看到的阻抗增加，系统稳定于适中的线电流、适中的变换器电流、适中的电池充电电流。

[0043] 在线电压周期的峰值附近，整流的线电压的量值和阻抗变换器电压输出的量值较大。提供至车辆电池的整流电流也较大。Terman阻抗变换器的次级侧的阻抗较低；因此，阻抗变换器的初级侧的阻抗相对较高。阻抗变换器的补偿作用使得线电流和电池充电电流与线电压的量值成比例，这恰好是功率因数为一和零谐波失真所需的条件。可以使用常规的线滤波器网络来抑制转换器开关频率瞬变。

[0044] 图6示出了表示图3所示类型的谐振感应无线电力设备的电子电路的示意图，对于所述电子电路，传输线圈对22、24已经被转换成遵循图5概述的方法的谐振阻抗变换器，以进行时域计算机电路分析。由它们的等效T形电路表示的相互耦合的无线电力感应线圈被转换成遵循针对图5描述的方法的谐振阻抗变换网络50，其中所述等效T形电路具有电感为130μH并且互感为50μH的初级侧绕组和次级侧绕组。AC电压源52表示初级侧转换器18的输出电压。示出了次级侧高频整流器26和关联的高频纹波电流滤波器28。次级侧电池充电负载30由具有表示电池内阻的小的戴维南电阻的直流电压源表示。

[0045] 变换器输出电压幅值与整流的但未滤波的线频率电压成比例地变化。为了确定作为变换器电压的函数的负载电流，进行了计算机模拟。针对范围从零伏到整流的线电压的峰值的变换器输出电压的多个值进行时域电路模拟。图7绘制了作为变换器的整流正弦供应电压的函数的相应的负载电流。

[0046] 如图7所示，在AC电压源频率被设置为19kHz的情况下，网络谐振频率、电池充电电流是线性的并且与变换器源电压成比例。重要的是要注意，即使对于线源电压远小于电池开路端子电压也保持电池充电电流线性度，这是轻负载时谐振电路的电压变换特性的结果。图7的线性曲线示出了次级侧负载电流以及因而的变换器供应电流和线电流与线电压成比例的期望条件，该条件确保低水平的线频率谐波失真和为一的线频率功率因数。如图7所指示的，当在高于和低于阻抗变换器谐振频率在17kHz、18kHz和20kHz操作时，线电压/线电流关系在低线电压下不再成比例，从而引起线电流谐波失真和线功率因数降低。当在阻抗变换器谐振频率下操作时，电流以半正弦或整流的正弦方式变化。

[0047] 常规地，有时对于作为整体的电池但还对于各个电池单元，电池充电由监测和控制电池充电电流和最大电池电压以及其他相关参数如温度的电池管理系统来调节。在当前实践中，电池/电池单元管理系统需要使用DC充电电流，并且在存在半正弦充电电流的情况下将可能会发生故障。通过响应于RMS充电电流而不是常规采用的平均或峰值测量方法来修改电池管理系统来消除这个困难。

[0048] 如由电池充电算法控制的，有效的电池充电需要根据电池充电状态来改变充电电流量值。在本发明的示例性实施方式中，通过阻抗变换网络的设计和向转换器18提供的整流的半正弦线电压的量值来设置最大电池充电电流量值。通过转换器18的脉宽调制、转换器脉冲定相、转换器脉冲下降以及次级侧整流器26的主动控制来获得对电池充电电流的进一步控制(降低)。这些单独或组合采用的控制方法使得能够有效地控制充电电流量值同时保持低谐波失真、接近一的功率因数。

[0049] 虽然低功率至中功率无线电力系统由单相电力连接而操作，但是大功率系统通常需要三相连接。即使整流的单相正弦曲线源具有大的纹波分量，但是三个整流的正弦源之和要小得多，其中各正弦曲线偏移120度。为了与电池管理系统电路的兼容性和降低峰值与平均充电电流比率，有时期望降低的充电纹波电流，以在快速充电期间限制电池电阻损耗。

[0050] 图8示出了利用三相线电压源54实现的本发明的实施方式。每个相具有单独的整流器14和转换器18。三个转换器同步地开关，并且转换器输出被求和变压器56进行合并，求和变压器56可以是三个物理上独立的变压器或在公共芯上具有六个绕组且三相的部分通量相消以使得更有效地使用芯材料的单个变压器。求和变压器56还提供与AC线的电隔离。三相线上的滤波器(图8中未示出)抑制转换器开关频率分量，从而引起新的功率因数为一的、低谐波失真三相负载。如现有技术图1所示，谐振网络20将转换器18与初级侧感应线圈
22连接。初级侧感应线圈22与次级侧感应线圈24之间的磁耦合将初级侧能量传输至次级侧，在次级侧，能量被高频整流器26整流、被纹波滤波器28进行纹波滤波并且被用于对远端定位的电池30充电。谐振网络44使次级侧感应线圈24谐振，从而实现最大电流流动和最大能量传输。

[0051] 图9示出了图8的可替选实施方式，其中，求和变压器56被初级侧感应线圈22替代，其中初级侧感应线圈22被实现为与连接至次级侧整流器的次级侧感应线圈共享公共磁芯的三个独立且共位的感应线圈23。单独的DC-AC转换器18和关联的线频率整流器14通过谐振网络20来驱动三个初级线圈中的每个线圈。然后，电力求和作为初级线圈通量场之和而发生，使得不需要专用的组合变压器56。本领域技术人员将理解，图9的实施方式以添加两个初级线圈和两组谐振电容器为代价降低了组合变压器的尺寸、重量和成本。

[0052] 可以有利地在除谐振感应无线电力传输系统之外的设备中采用如本文中描述的Terman阻抗变换器网络的功率因数校正作用。这样的应用包括：

[0053] 有线——与无线相对的——电池充电；

[0054] 金属电镀；

[0055] 电化学处理如电解；

[0056] 感应加热；

[0057] 交流焊接；

[0058] 包括荧光和弧光照明的气体放电过程；以及

[0059] 向可以忍受全波整流的正弦直流电的负载提供根据交流源得到的直流电的任何其他应用。

[0060] 在无线感应电力传输的功率因数控制中，Terman阻抗变换网络被合并到无线传输的相互耦合的空心线圈对的T形等效电路中，其中，T形等效电路的一个元件是互感。本领域技术人员将理解，在非无线电力传输应用中，阻抗变换网络可以在三个离散的非相互耦接的部件处实现，从而显著提高了设计灵活性。

[0061] 在上面所论述的应用中，电力从AC源流向DC负载，并且设备向AC源提供具有接近一的功率因数的负载。本发明的教导同样适用于电力沿相反方向即从DC源流向AC负载并且设备提供接近一的功率因数的AC源的应用。反向电力流动设备得到作为将来自替代能源诸如光伏板和风力发电机的DC电力馈送至50Hz或60Hz的公用电网中的转换器的应用。

[0062] 图10示出了DC至AC转换器系统的概念性框图和关联的电压波形，该系统用于其中电力沿相反方向即从DC源流向AC负载并且设备提供接近一的功率因数的AC源的应用。如所示出的，图10的电路包括DC电源60，其后是提供线频率纹波滤波的并联纹波滤波电容器62。经线频率纹波滤波的DC电压被施加至高频DC至AC转换器64。在此上下文中高频意味着相对于线频率是高的。输出方波电压66被施加至Terman阻抗变换网络68的输入，Terman阻抗变换网络68提供随着阻抗变换网络的远端处的瞬时负载电压而变化的电压变换。

[0063] 在阻抗变换网络68的输出处的波形70是处于DC至AC转换器频率的被线频率正弦曲线进行包络调制的正弦波。高频整流器72将双极性正弦包络转换成单极性半正弦包络74。高频纹波滤波器网络76去除高频纹波，从而给出无纹波的线频率半正弦波形78。包括处于半波或全波桥配置的功率半导体开关的去整流网络80将波形78的每隔一个周期的极性反转以产生波形82，从而允许电力流入表示无限电网的恒定AC电压负载84。

[0064] 三相AC电网负载如图11所示与三个独立的DC至AC转换器串接纳，每个串与添加有隔离变压器90的单相转换器串相同。每个串驱动一起构成AC三相恒压负载92的三个AC恒压负载之一。隔离变压器90提供与AC负载92的电隔离。DC源94可以是三个等电压的如图10所示的独立DC电源或者三个DC源节点可以连在一起并且由单个DC电源馈电。滤波电容器96滤除如果不滤除的话将会存在于DC源节点处的120Hz半正弦电流变化。元件和操作另外与图10的电路配置相同。

[0065] 本领域技术人员将理解，本发明不限于无线电力装置应用。除了无线感应充电应用之外，本发明还可以应用于输电行业以外的用途，如AC感应马达、马达控制器、谐振电力供应、工业感应加热、熔化、焊接和表面硬化装备、焊接装备、电力变压器、电子物品监视装备、感应烹饪用具和炉子、其他工业装备、包括通过插入式充电器插入式充电的其他应用以及其他非电池充电应用如电化学、电镀和所有其他可以以来自单相线源的半正弦电流波形或由多相线源之和得到的降低纹波的波形来操作的负载。这些实施方式和其他这样的实施方式被认为包括在由所附权利要求书限定的本发明的范围内。