DC-DC转换器的滞后控制

摘要

一种用于将来自DC‑DC转换器(3)的输出电流的滞后控制为平均输出电流的默认值(19)且处于滞后范围(11)内的方法和设备，其中，对所述输出电流(6)进行测量并将其与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，在第一参考时间(20)和第二参考时间(24)的基础上在所述滞后范围(11)的极限处转换所述DC‑DC转换器(3)的开关(7)，在所述第一参考时间处，所述输出电流(6)达到所述第一参考值，并且在所述第二参考时间处，所述输出电流达到所述第二参考值，其中，在所述第二参考时间(24)之后以某个时延转换所述开关(7)，并且其中，在所述第一参考时间(20)与所述第二参考时间(24)之间的时间差的基础上选择所述时延，其方式为使得对所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的时间段进行补偿。

权利要求

1.一种用于将来自DC-DC转换器(3)的输出电流的滞后控制为平均输出电流的默认值(19)且处于滞后范围(11)内的方法，其中，对所述输出电流(6)进行测量并将其与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，在第一参考时间(20)和第二参考时间(24)的基础上在所述滞后范围(11)的极限处转换所述DC-DC转换器(3)的开关(7)，在所述第一参考时间处，所述输出电流(6)达到所述第一参考值，并且在所述第二参考时间处，所述输出电流达到所述第二参考值，其中，在所述第二参考时间(24)之后以某个时延转换所述开关(7)，其中，在所述第一参考时间(20)与所述第二参考时间(24)之间的时间差的基础上选择所述时延，其方式为使得对所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的时间段进行补偿，所述第二参考值与所述输出电流的所述默认值(19)相对应。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将所述时延确定为与所测量的时间差完全相同并且改变所述时延以便对所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的时间段进行补偿。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，基于所述第二参考时间(24)并且在所测量的时间差、所述输出电流(6)的所述两个参考值以及所述滞后范围(11)的预定极限值的基础上借助于对所述输出电流(6)的电流变化的线性插值来确定所述时延，并且改变所述时延以便对所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的时间段进行补偿。

4.如权利要求1至3之一所述的方法，其特征在于，对在所述DC-DC转换器(3)的完整循环期间达到的所述第一参考时间与所述第二参考时间之间的时间差进行测量，在所述第一参考时间与所述第二参考时间处，所述输出电流(6)达到对应参考值，并且根据所测量的时间差、所述两个参考值以及所述平均输出电流的所述默认值(19)来确定所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的第一时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的第二时间段，其中，在接下来的循环中改变所述时延，其方式为使得对所述第一时间段与所述第二时间段之差进行补偿。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一参考值与所述滞后范围(11)的下限值(9)相对应，其中，所述滞后范围(11)的下限的交叉点与所述第一参考时间(20)相对应，并且根据所述第二参考时间(24)与所述第一参考时间(20)之间的所述时间差以及所述第二参考值与所述滞后范围(11)的所述下限值(9)之间的电流差来确定在所述滞后范围(11)的上限处的转换时间。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一参考值与所述滞后范围(11)的上限值(10)相对应，其中，所述滞后范围(11)的上限的交叉点与所述第一参考时间相对应，并且根据所述第二参考时间与所述第一参考时间之间的所述时间差以及所述滞后范围(11)的所述上限值与所述第二参考值之间的电流差来确定在所述滞后范围(11)的下限处的切换时间。

7.一种用于执行如权利要求1至6之一所述的方法的设备，所述设备包括测量装置，所述测量装置用于监测所述DC-DC转换器(3)的所述输出电流(6)，并且所述设备包括切换装置，所述切换装置用于转换所述DC-DC转换器(3)的开关(7)，其中，所述测量装置连接至比较装置，所述比较装置用于将所测量的输出电流与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，所述比较装置被配备成用于达到所述第一参考值或所述第二参考值时发出信号，其中，所述比较装置连接至计时器，所述计时器被配备成用于确定所述比较装置的信号之间的时间差，其中，所述计时器连接至计算装置，所述计算装置被配备成用于在所述所确定的时间差的基础上计算时延，将在所述时延结束后转换所述开关(7)，从而使得对所述输出电流高于所述默认值(19)的时间段以及所述输出电流低于所述默认值(19)的时间段进行补偿，并且其中，所述计算装置连接至所述切换装置，从而使得在所述所计算的时延结束之后转换所述DC-DC转换器(3)的所述开关(7)，所述第二参考值与所述输出电流的所述默认值(19)相对应。

8.如权利要求7所述的设备，其特征在于，所述计算装置被配备成用于进行对所述输出电流(6)的电流变化的线性插值。

9.如权利要求7或8所述的设备，其特征在于，所述计算装置被配备成用于存储所述比较装置的所述信号之间的所有所述时间差，在所述DC-DC转换器(3)的完整循环期间确定所述时间差，并且所述计算装置被配备成用于根据所述所确定的时间差、所述两个参考值以及所述平均输出电流的所述默认值来确定所述输出电流(6)高于所述默认值(19)的第一时间段以及所述输出电流(6)低于所述默认值(19)的第二时间段并且用于在接下来的循环中改变所述时延，其方式为使得对所述第一时间段与所述第二时间段之差进行补偿。

10.如权利要求7所述的设备，其特征在于，所述第一参考值与所述滞后范围(11)的下限值(9)相对应。

11.如权利要求7所述的设备，其特征在于，所述第一参考值与所述滞后范围(11)的上限值(10)相对应。

说明书

DC-DC转换器的滞后控制

技术领域

[0001] 本发明涉及一种用于将来自DC-DC转换器的输出电流的滞后控制为平均输出电流的默认值且处于滞后范围内的方法，并且涉及一种用于执行所述方法的设备，其中，对所述输出电流进行测量并将其与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，在第一参考时间和第二参考时间的基础上在所述滞后范围的极限处转换所述DC-DC转换器的开关，在所述第一参考时间处，所述输出电流达到所述第一参考值，并且在所述第二参考时间处，所述输出电流达到所述第二参考值。相应地，所述设备具有测量装置，所述测量装置用于监测所述DC-DC转换器的所述输出电流；以及切换装置，所述切换装置用于转换所述DC-DC转换器的开关，其中，所述测量装置连接至比较装置，所述比较装置用于将所述所测量的输出电流与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，所述比较装置被配备成用于用信号发送对所述第一参考值或所述第二参考值的达到。

背景技术

[0002] 当使用DC-DC转换器来对可变负载进行恒定电源时，为了能够使转换器的输出电压适应变化的负载阻抗，控制是不可或缺的。即使典型的电流控制器(例如，PI控制器)可以补偿慢效应(比如，取决于温度或老化的效应)并且有可能补偿缓慢波动的输入电压，但是它们由于对集成回路的慢反应而不能够处理如例如在LED组的情况下发生的快速变化的负载，并且它们生成过流或欠流，这可能导致例如闪烁光。

[0003] 在这种情况下，如以上所指定的影响转换器的切换行为以便提供与经改变的负载相对应的输出电压并且因此提供期望电流的滞后控制明显更有前途。转换器的两个切换过程之间的时间由此基于输出电压并且可能每循环地变化。因此，可以为甚至是具有动态地且非常快速地变化的负载的消费者供应适度恒定的电流。

[0004] 这种控制的优点是，转换时间不仅基于电流，而且基于输出电压以及其他参数(比如，比较器的延迟、转换器的FET开关的栅极电压、栅极驱动器的强度等)。这就是为什么电流几乎总是过冲或下冲，其中，过冲和下冲的振幅是切换时间的以及电流的上升或下降(分别地)的函数。电流的上升和下降两者进而是输入电压与输出电压之差的函数，输入电压和输出电压两者都波动。因此，平均电流与默认值的偏差实际上是不可避免的。

[0005] DE 10 2012 223 452 A1示出了一种模拟电路，所述模拟电路通过移动极限值来非常快速地(即，每个循环地)补偿偏差并且因此实现对平均电流的校正。此处，不利的是，仅分别对过冲和下冲进行补偿，当被放大时，所述过冲和下冲大于二极管电压。另外，总共使用了四个放大器电路，如与未补偿电路(包括两个放大器/比较器)相比，这增大了生产成本。

[0006] EP 2 741 578 A1示出了一种借助于通过记录电流通过规定平均值以及对上切换阈值和下切换阈值进行补偿来分别对过冲和下冲进行的数字补偿。如相比于未补偿电路，所述电路可以由此勉强应付仅一个附加比较器。

发明内容

[0007] 相比而言，本发明的目标是提出用于校正平均电流(即，DC-DC转换器的一个或多个循环内的电流的平均值)与默认值的偏差的选项并且由此提供甚至比众所周知的方法和电路更具有成本效益的生产。

[0008] 本发明的一个方面涉及一种用于将DC-DC转换器的输出电流的滞后控制为平均输出电流的默认值且处于滞后范围内的方法，其中，对所述输出电流进行测量并将其与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，在第一参考时间和第二参考时间的基础上在所述滞后范围的极限处转换所述DC-DC转换器的开关，在所述第一参考时间处，所述输出电流达到所述第一参考值，并且在所述第二参考时间处，所述输出电流达到所述第二参考值。在所述第二参考时间之后以某个时延转换所述开关，其中，在所述第一参考时间与所述第二参考时间之间的时间差的基础上选择所述时延，其方式为使得对所述输出电流高于所述默认值的时间段以及所述输出电流低于所述默认值的时间段进行补偿。

[0009] 根据所述方法来确定时延的持续时间，即，原则上可以自由地选择持续时间。时延由此表示第二参考时间与向其分配的第二转换时间之间的时间间隔，即，一般来说，在再次达到第一参考时间之前按时间顺序跟随第二参考时间的转换点。在每种情况下，输出电流分别达到或过冲对应参考值(来自以上或以下内容)的所述时间分别标识为第一参考时间或第二参考时间，其中，按照定义，每个循环至少具有第一参考时间和第二参考时间。对于根据本发明对时延的确定，在每种情况下被提及的分别是在通过时延确定的在此理论上无限的数量的第一参考点和第二参考点之外的转换时间之前的最后(最近)第一参考时间或第二参考时间。对于对开关的转换，由此在第二参考时间处确定与先前的第一参考时间以及(在此基础上)所需时延之差；从第二参考时间开始，然后等到所确定的时延结束，并且在时延结束之后立即转换开关，从而使得颠倒输出电流的变化的标志。输出电流分别大于或小于默认值的时间段中的所有时间段因此随着时间而彼此接近平均。在DC-DC转换器的一个或多个循环内(优选地，在每个循环内，即，每循环地)对它们进行补偿。

[0010] 本发明的进一步方面涉及一种用于执行根据以上所提及的并且以下将提及的实施例之一所述的方法的设备，所述设备包括测量装置，所述测量装置用于监测所述DC-DC转换器的所述输出电流；并且所述设备包括切换装置，所述切换装置用于转换所述DC-DC转换器的开关，其中，所述测量装置连接至比较装置，所述比较装置用于将所述所测量的输出电流与第一参考值和第二参考值进行比较，其中，所述比较装置被配备成用于用信号发送对所述第一参考值或所述第二参考值的达到。所述比较装置连接至计时器，所述计时器被配备成用于确定所述比较装置的信号之间的时间差，其中，所述计时器连接至计算装置，所述计算装置被配备成用于在所述所确定的时间差的基础上计算时延，将在所述时延结束后转换所述开关，从而使得对所述输出电流高于所述默认值的时间段以及所述输出电流低于所述默认值的时间段进行补偿，并且其中，所述计算装置连接至所述切换装置，从而使得在所述所计算的时延结束之后可以转换所述DC-DC转换器的所述开关。

[0011] 在当前设备的情况下，仅将两个参考值与输出电流进行比较；相应地，仅需要两个比较器，即，如相比于未补偿控制，分别不需要进一步比较器或附加功率部件。用于执行所述方法的附加功能可以借助于专有数字部件来实现，所述数字部件可以容纳在最小空间(至少比附加功率部件更小的空间)中甚至用于复杂任务并且可以明显更具成本效益地获得或生产。

[0012] 根据所述方法的优选简单替代方案，将所述时延确定为与所述所测量的时间差基本上完全相同并且改变所述时延以便对所述输出电流高于所述默认值的时间段以及所述输出电流低于所述默认值的时间段进行补偿。在这种情况下，在计算时延时不需要对参考值的或对电流变化率的明确考虑，这简化了计算。

[0013] 优选地，基于所述第二参考时间并且在所述所测量的时间差、所述输出电流的所述两个参考值以及所述滞后范围的预定极限值的基础上借助于对所述输出电流的电流变化的线性插值来确定所述时延，并且改变所述时延以便对所述输出电流高于所述默认值的时间段以及所述输出电流低于所述默认值的时间段进行补偿。相应地，优选地，所述设备的所述计算装置被配备成用于进行对所述输出电流的电流变化的所述线性插值。可以特别容易地实现线性插值。其基于这样一种事实：滞后控制的转换点之间的电流变化基本上线性地进行并且因此是稳健的近似值，所述近似值至少平均而言是正确的。也就是说，在滞后范围的极限处的转换时间之间的输出电流变化率(数学地：时间导数)被视为是基本上恒定的，并且使用第二参考值与第一参考值之差和第二参考时间与第一参考时间之间的时间差之比来加以估计。根据滞后范围的默认极限值与第二参考值之差来确定时延，基于第二参考时间，在所述时延之后，输出电流达到极限值。根据对参考值的选择，可以将所提及的差除以所确定的变化率以便确定时延。如果适用，随后也改变(延长或缩短)以此方式确定的未校正时延以便分别补偿输出电流高于或低于默认值的时间段。

[0014] 此外，有利的是，对在所述DC-DC转换器的完整循环期间达到的所有参考时间之间的时间差进行测量，在所述参考时间处，所述输出电流达到对应参考值，并且根据所述所测量的时间差、所述两个参考值以及所述平均输出电流的所述默认值来确定所述输出电流高于所述默认值的第一时间段以及所述输出电流低于所述默认值的第二时间段，其中，在接下来的循环中改变所述时延，其方式为使得对所述第一时间段与所述第二时间段之差进行补偿。

[0015] 类似地，有利的是，所述计算装置被配备成用于存储所述比较装置的信号之间的所有时间差，在所述DC-DC转换器的完整循环期间确定所述时间差，并且所述计算装置适合于根据所述所确定的时间差、所述两个参考值以及所述平均输出电流的所述默认值来确定所述输出电流高于所述默认值的第一时间段以及所述输出电流低于所述默认值的第二时间段并且适合于在接下来的循环中改变所述时延，其方式为使得对所述第一时间段与所述第二时间段之差进行补偿。此处，可以借助于在这两个参考值与参考时间之间进行插值或外推来确定输出电流达到默认值——以及转换时间中的至少一个转换时间——的时间。基于知道以此方式确定的输出电流通过默认值之间的转换时间，可以将这些通过之间的时间段分配为分别“高于”或“低于”默认值，从而使得可以从时间段之差来推断平均输出电流在更长的时间段内是高于默认值还是低于默认值。基于线性电流变化，这种按时间顺序的不对称导致相应平均电流与默认值的相应偏差(即，向上或向下)。因为借助于对时延的以及因此对至少一个转换时间的相应校正来实现对这些不对称的补偿(目标是，对高于和低于默认值的输出电流的按时间顺序补偿的分布)，所以也可以校正平均输出电流，并且然后其与默认值相对应。

[0016] 证明有利的是，第二参考值与输出电流的默认值相对应。在这种情况下，可以直接测量通过默认值的时间，并且不需要在第一参考时间和第二参考时间的基础上通过估计来确定所述时间。因此，分别根据测量而知道输出电流高于或低于默认值的时间段，从而使得同样可以准确地执行基于所述时间段的对时延的校正。因此，可以以特别准确的方式来将平均输出电流近似为默认值。

[0017] 此外，有利的是，所述第一参考值或者与所述滞后范围的下限值相对应，其中，所述滞后范围的下限的交叉点与所述第一时间相对应，并且根据所述第二参考时间与所述第一参考时间之间的时间差以及所述第二参考值与所述滞后范围的所述下限值之间的电流差来确定在所述滞后范围的上限处的所述转换时间；或者在替代方案中，与所述滞后范围的上限值相对应，其中，所述滞后范围的上限的交叉点与所述第一参考时间相对应，并且根据所述第二参考时间与所述第一参考时间之间的时间差以及所述滞后范围的所述上限值与所述第二参考值之间的电流差来确定在所述滞后范围的下限处的所述转换时间。在这两个替代方案中的每个替代方案的情况下，仅在滞后范围的这两个极限之一的情况下使用时延，即，对时间段的校正仅在默认值的一侧是可能的。为了使得尽管如此也在两个方向上使补偿有可能，即，在达到相邻极限值之前以及之后，在这种情况下的第二参考值应当稍微处于滞后范围内，即，不应当与极限值之一相对应，例如，在相对于滞后范围的跨度的中央95％内。理想地，分别地，第二参考值或默认值恰好在滞后范围中间，以便描绘平均值。这两个替代方案的优点在于更简单的实施方式，因为从第一参考时间开始，不必等到任何时延结束，而是开关在此点处立即转换。

附图说明

[0018] 以下将在特别优选的示例性实施例的基础上并且参照附图来更详细地讨论本发明，然而，本发明不旨在受限于所述示例性实施例。详细地，在附图中：

[0019] 图1示出了本身常规用于对LED组进行供电的DC-DC转换器链的示意性框图；

[0020] 图2示出了在根据现有技术的滞后控制器的情况下的电流分布的图示；

[0021] 图3示出了来自图2的根据图2中的区域III的部分；

[0022] 图4示出了在根据当前方法的滞后控制器的情况下的电流分布的图示；

[0023] 图5示出了用于执行图4中所展示的方法的优选设备的示意性框图；并且[0024] 图6以流程图示出了当前方法的序列。

[0025] 参考标记列表

[0026] 1       DC-DC转换器链

[0027] 2       升压转换器

[0028] 3       降压转换器

[0029] 4       市电电压

[0030] 5       电源电压

[0031] 6       输出电流

[0032] 7       降压转换器的开关

[0033] 8       按时间顺序的输出电流分布

[0034] 9       下限值(恒定)

[0035] 10      上限值(恒定)

[0036] 11      滞后范围(恒定)

[0037] 12      充电部分

[0038] 13      放电部分

[0039] 14      第二充电部分

[0040] 15      第二放电部分

[0041] 16      转折点

[0042] 17      电流分布

[0043] 18      分流电阻器

[0044] 19      默认值

[0045] 20、21   第一参考时间

[0046] 22-26   第二参考时间

[0047] 27      电流分布的高于默认值的区域

[0048] 28      电流分布的低于默认值的区域

[0049] 29      未校正电流分布

[0050] 30      分别高于默认值的时间段与低于默认值的时间段之差

[0051] 31      设备

[0052] 32      第一比较器

[0053] 33      第一参考电流源

[0054] 34      第一参考电阻器

[0055] 35      第二比较器

[0056] 36      第二参考电流源

[0057] 37      第二参考电阻器

[0058] 38      触发器

[0059] 39      数字控制器

[0060] 40      栅极驱动器

[0061] 41-61   流程图中的指令和分支

具体实施方式

[0062] 图1示出了当前方法的或当前设备的典型应用场景的基本设计。其是DC-DC转换器2、3的链1，所述链包括升压转换器2和降压转换器3。升压转换器2连接至(电源)市电电压4，所述升压转换器将所述电压转换成更高的中间电路电压5。连接降压转换器3或通常多个降压转换器以便提供中间电路电压5并且基于此来创建预定输出电流6。因此，对降压转换器3的输出电压进行控制，其方式为使得根据所连接的负载(未展示)，其引起预定义输出电流
6。

[0063] 以本身已知的并且因此没有更详细地示出或描述的方式，DC-DC转换器2、3具有开关，所述开关基本上周期性地进行操作(参考图5中的开关7)；以及一个或多个能量存储器。降压转换器3的期望输出电压或期望输出电流6是借助于对能量存储器的充电和放电循环的相应调整或控制来实现的。在图2中展示了现有技术中已知的相应滞后控制器的输出电流6的分布8。横坐标t是时间轴，其中，以可以看到能量存储器的大约两个完整的充电/放电循环的方式来选择缩放比例。在纵坐标I上标绘了受控转换器3的输出电流6，其中，这两条水平虚线9、10标记了输出电流6的下限值9和上限值10。这两个极限值9、10之间的范围是滞后范围11。输出电流6的预定值位于这两个极限值9、10之间的滞后范围11的中间。

[0064] 所展示的电流分布8开始于充电部分12。输出电流6一过冲上限值10，就通过电流测量而识别这种情况，并且然后充电部分12结束并且放电部分13开始。由于在测量期间的切换延迟Δt(参考图3)，所以过冲上限值10。相同情况以类似的方式适用于对下限值9的下冲。输出电流6一达到下限值9，放电部分13就在此结束并且新的充电部分14开始。输出电流6在一个或多个循环内的平均值旨在与预定值相对应。如果这两个极限值10、9在某个循环中的过冲和下冲偶然完全相同，则仅可以在此实现此目标。然而，在实践中，情况不是这样，因为电源电压5的或负载的波动例如对恒定且迅速变化的条件作出。

[0065] 在图2中，通过矩形区域III来标记从第二充电部分14到第二放电部分15的转变，并且在图3中详细地对其进行展示。相应地，图3中的图轴t、I与图2完全相同。水平虚线标记了输出电流6的上限值10。此处可以清晰地看到，从充电部分14到放电部分15的转换并不是在达到极限值10之后立即发生，而是仅在切换延迟Δt之后发生。由于降压转换器3的能量存储器在时间Δt期间仍被充电的事实，所以输出电流6也继续上升。在充电部分14与放电部分15之间的转折点16处，输出电流6达到比上限值10高某个差ΔI的值。在转折点16之后，必须首先在放电部分15期间在输出电流6再次处于(即，在这种情况下，低于)上限值10之内之前对过冲的程度ΔI进行放电。

[0066] 如在图2和图3中可以看到的，充电部分14的和放电部分15的斜率总体上是不同的。因此，恒定的切换延迟Δt导致不同的电流差ΔI，其中，延迟部分14、15的斜率越大，差ΔI越大(其中，不言而喻，在负标志的情况下，这种情况也适用，即，在下限值9的范围内)。除了改变电源电压5和变化负载以外，这种效应还对差ΔI的波动作出贡献。另外，也必须考虑例如由于温度影响或老化迹象而产生的更慢变化。在没有附加控制或补偿的情况下，由降压转换器3在所列出的影响下生成的电流6的平均值经常大大偏离预定值。

[0067] 在图4中展示了在根据当前方法的电流控制的情况下的在分流电阻器18处的电流分布17或电压分布(参考图5)。横坐标t是时间轴，其中，以可以看到能量存储器的大约两个完整的充电/放电循环的方式来选择缩放比例。在纵坐标I上标绘了受控转换器3的输出电流6，其中，这两条水平线9和10分别标记了输出电流6的下限9和上限10。这两个极限值9、10之间的范围是滞后范围11。平均输出电流6的默认值19位于这两个极限值9、10之间的滞后范围11的中间。

[0068] 在此示例性实施例中，下限9用作第一参考值并且默认值19用作第二参考值。在图4中相应地展示了第一参考时间20、21(在所述第一参考时间处，输出电流达到下限值9)和第二参考时间22至26(在所述第二参考时间处，输出电流6达到默认值19)。为了使得切换过程的时延不歪曲对电流变化率的估计，对于第一参考时间20、21，可以仅考虑在输出电流的上升沿处的通过。这是有利的，但不是强制的。对于第二参考时间22至26，考虑在输出电流的下降沿和上升沿两者处的通过。由于此处未发生切换的事实，所以也不存在电压相关的延迟分量。对于所有正转变(22，24，26)和负转变(23，25)，残余误差(比较器延迟)完全相同，并且因此平均而言变为零。

[0069] 为了便于在以下讨论中进行参考并且在不限制一般性的情况下，将参考时间22与24之间的循环标识为第一循环，并且将参考时间24与26之间的循环标识为第二循环。

[0070] 以本身已知的方式来确定在滞后范围11的下限9处的转换时间，即，开关7在达到下限值9时转换，从而使输出电流在不可避免的时延之后再次上升(参考图2以及相应描述)。

[0071] 然而，并不以此方式来确定在滞后范围11的上限10处的转换时间。相反，在达到第一参考值时的充电部分14的开始时(即，在参考时间20处)，已经重置并启动了转换计数器。然后，在输出电流上升的同时，转换计数器以规定频率增量。一达到第二参考值(即，在图4中的参考时间24处)，转换计数器的计数方向就颠倒，即，转换计数器从所述时间开始减量。
转换计数器一达到校正值(使用零来将所述校正值初始化，因此可以将所述校正值取为零)，开关7就转换且充电部分14结束，并且放电部分15开始。因此，根据对时延的测量以及充电部分14中的输出电流6的上升来确定在滞后范围11的上限10处的转换时间，所述上升是事先立即隐含确定的。所测量的时延开始于第二参考时间24以及计数方向的转折。时延的结束触发对开关7的转换。在当前特别简单的情况下，由于对第一参考值和第二参考值的选择而可以将从第二参考时间24一直到随后的转换时间的时延假设为等于第一参考时间
20与第二参考时间24之间的时间段。在这种情况下，并不需要基于电流差和所确定的电流变化率来进行时延计算。通常(即，在以不同方式来选择的参考值的情况下)，可以根据已知的参考值以及第一参考时间与第二参考时间之间的测量时间段来计算在充电部分14中的每时间单位的电流上升。通过除以所确定的电流上升，可以根据上限值10与第二参考值之差来确定要等待结束的时延，从而使得开关7在达到上限值10时转换。

[0072] 然而，所描述的对在滞后范围11的极限之一处的转换时间的估计将不会单独导致对输出电流的波动的补偿。然而，其提供了已经提出的引入用于改变时延的校正值的选项，即，可以在此校正值的帮助下在时间上向前或在时间上向右移动转换时间。因此，这与所分配的极限值(即，当前示例中的上限值)的暂时移动相对应，而不需要操纵负载部件。如果数字地控制开关7，则可以纯数字地计算和测量时延。

[0073] 在当前示例中，通过分别对输出电流6高于或低于默认值19的时间段进行比较来确定校正值。为了展示这些时间段，以不同方式来将图4中的相应区域27、28涂以阴影。电流分布17与默认值19之间的区域27、28形成了具有总体上不同的边缘长度的三角形。为了在视觉上展示所述比较，在图4中再次复制区域28上方的区域27，这允许对水平边缘(边)的长度进行直接比较，所述长度分别与高于和低于默认值19的时间段相对应。在所展示的示例中，上部区域27的时间段比下部区域28的时间段更长，这意味着在第一循环中的输出电流6在较长的时间段内高于默认值19。这种偏差的原因是第一循环中的在滞后范围11的上限10处的延迟转换，所述延迟转换可归因于例如负载变化(突然更小的负载)。因此，如相比于默认值19，第一循环中的平均输出电流上升。在没有校正的情况下——假设没有进一步负载变化，输出电流6将遵循图4中的未校正电流分布29。即使平均输出电流将与第二循环中的默认值19相对应，但是平均而言，在两个循环内，其将仍然大于默认值19。因此，有效校正值应当确保补偿，从而使得在第二循环之后的两个循环内的平均输出电流再次与默认值19相对应。

[0074] 可以根据对时间段之差的测量来确定校正值。一在充电部分中达到第一参考时间(即，在第一循环中的参考时间22处)，就在此重置和启动补偿计数器。从此参考点22起，补偿计数器按预定频率增量。一在放电部分中达到第一参考时间(即，在参考时间23处)，就颠倒补偿计数器的计数方向，即，补偿计数器从此时间点起减量。然后，当在接下来的充电部分14中达到第一参考点时，补偿计数器的值就与分别高于默认值19的时间段与低于所述默认值的时间段之差30成比例。然而，此差30不应当直接用作校正值，而应当乘以比例因子。此比例因子与在充电部分14或放电部分15中经过的时间之比相对应：由于更高的电流变化率，充电部分14被缩短为小于具有较小的电力变化率的放电部分15。因此，以此方式来确定的对延迟的校正值与在充电部分14中过多花费的时间成比例。可以从图4中直接看到，在滞后范围的上限处，校正的电流分布17的转换时间与未校正的电流分布29的转变时间之差小于区域27的时间段与区域28的时间段之差。

[0075] 在图5中借助于示意性框图展示了根据所讨论的用于执行这种滞后控制的方法来配备的设备31。此处示意性地指示了降压转换器3(参考图1)的开关7以及在输出侧(VOUT)连接至降压转换器3的分流电阻器18。优选地，开关7是半导体开关，具体地，FET(FET，场效应晶体管)。第一比较器32的“+”输入端连接至分流电阻器18，所述分流电阻器属于负载电路(未示出)。此比较器32将分流电阻器18处的电压降与根据第一参考值的第一参考电压进行比较。当达到或下冲第一参考值(在比较器32的“-”输入端处)时，其在输出端处激活电压。借助于第一参考电流源33相对于降压转换器3的输出电压VOUT而向第一参考电阻器34施加第一参考电压。另外，第二比较器35连接至分流电阻器18(至“-”输入端)。第二比较器35将分流电阻器18处的电压降与根据第二参考值的第二参考电压(在其“+”输入端处施加)进行比较。当达到或过冲第二参考值时，其在输出端处激活电压。借助于第二参考电流源36相对于降压转换器3的输出电压VOUT而向第二参考电阻器37施加第二参考电压。为了避免高功率损耗，这两个参考电流源33、36的电流应当处于μA范围内。基于此，参考电阻器34、37的大小可以处于例如100kΩ范围内。

[0076] 第一比较器32的输出端连接至触发器38的设置输入端并且连接至数字控制器39的第一输入端IN-1。第二比较器35的输出端连接至数字控制器39的第二输入端IN-2。数字控制器39的输出端OUT连接至触发器38的重置输入端。数字控制器39包括计算装置以及采取高频时钟的形式的计时器。如相比于降压转换器3的最大切换频率，时钟的频率必须很高。如果转换器3可以以高达例如2MHz的频率进行切换，则时钟的频率应当为200MHz或更高，以便在时间测量期间不引入任何显著误差。数字控制器39的计算装置包括以上所讨论的计数器，即，转换计数器和补偿计数器，并且被配备成用于执行所描述的方法。基于比较器32、35在数字控制器的输入端处接收的信号，它们可以使计数器增量，重置、减量并转换计数方向，并且基于计数器读数在触发器38的输出端处施加信号。触发器38的输出端Q经由栅极驱动器40连接至开关7，例如，在FET的情况下连接至其栅极，从而使得开关7根据触发器38的输出端Q处的信号而接通或断开。

[0077] 在图6中以流程图展示了在根据图5的电路的情况下可能的方法序列，现在将详细地讨论所述方法序列。

[0078] 在开始域41之后，在根据图6的流程图中发生对开关计数器SC的重置(在根据图5的数字控制器39中实现所述重置)以及对三角形计数器TC的重置以及还对校正值CV的重置。在此重置框42之后，根据查询域43进行关于电流是否已经分别完全相同于或高于分别的阈值或参考值((IN-1)＝0？)的查询；如果情况不是这样，则返回到查询域43的输入端，并且重复此查询，直到查询结果为肯定的。当因此已经作出了电流高于第一阈值的确定时，根据图5的触发器38则根据框44切换至“接通”，并且SC被设置为0。在下一个框45中，将值SC增大1，并且根据查询框46查询电流现在是否已经分别高于第二阈值或参考值，即，(IN-2)＝1？。如果答案是“否”(即，如果电流处于第一阈值与第二阈值之间)，则返回至框45的输入端，以便再次使开关计数器SC增量“1”。然而，在另一种情况下，根据框47而将校正值CV增大某个量TC/DF，其中，DF是存储在数字控制器39中的固定阻尼因子。根据框48，然后将三角形计数器TC设置为“0”，并且根据框49，然后将此计数器TC增量“1”，由此，根据框50而将开关计数器SC减量“1”。然后，根据查询域51而作出关于值SC和CV是否相等(即，是否已经达到断开时间)的查询；如果回答是“否”，则返回至框49；然而，在另一种情况下，根据框52而将根据图5的数字控制器39的输出端“Out”设置为“1”，这意味着达到断开时间并且自此时间点起创建根据本切换技术的延迟。因此，向触发器38的连接至输出端“Out”的重置输入端R施加信号，并且因此将触发器38的输出端Q设置为“0”(即，“断开”)，并且开关7经由连接至触发器38的输出端Q的栅极驱动器40而打开或断开。

[0079] 在与其的连接中，根据框53而将计数器值TC增量“1”，并且在查询域54中作出关于数字控制器39的输出端处的值(IN-2)是否等于“0”的查询，这意味着作出关于电流是否已经低于第二阈值的查询。如果答案是“否”，则返回至框53；否则，现在根据框55而将数字控制器39的输出端“Out”设置为“0”，这意味着触发器38的重置输入端R被设置为“0”(即，“断开”)或保持为“0”(“断开”)。按照根据图6中的流程图中的框56，然后将值TC减量“1”，并且现在根据查询域57而作出关于所述输入端处的值是否为(IN-1)＝1的查询，即，电流是否已经低于第一阈值。如果结果是“否”，则返回至框56；否则，根据框58而将开关计数器的值SC设置为“0”，由此，在此适用的是电流低于第一阈值并且触发器38切换至“接通”。根据框59，然后将值TC减量“1”，并且根据框60，将值SC增量“1”。然后，根据查询域61而作出关于输入端是否为(IN-2)＝1的查询，即，电流是否已经高于第二阈值。如果答案是“否”，则进行到框59的输入端的转变；否则，(输出端“是”)确认电流高于第二阈值，并且在当前情况下，返回至框47的输入端以便进行下一个循环。

[0080] 基于以上示例，不言而喻，本领域的技术人员可以提供等效电路，在所述等效电路的情况下，第一参考值与滞后范围11(见图4)的上限值10相对应，其中，在图5中必须仅调整第一参考电流源33和/或第一参考电阻器34。另外，在这种等效解决方案的情况下，将优选地总是(从第一循环开始)等待上限值10的过冲(条件IN-1’＝0)并且将永不等待上限值10的下冲，而在以上所描述的过程的情况下，在第一循环中，等待下限值9的过冲(条件IN-1＝0)并且自所述点起，优选地总是仅等待下限值9的过冲(条件IN-1＝1)。关于第二参考值，在两种情形下都对过冲(条件IN-2＝1)以及下冲(条件IN-2＝0)进行监测。在不采取发明步骤的情况下，本领域的技术人员可以另外地调整数字控制器39，其方式为使得可以使用任何参考值，而不背离本发明的范围。当降压转换器3要在DCM(断续导电模式)下进行操作时，而之前作出的详细陈述描述了明确、精确地阻止这种情况的降压转换器3时，以上两种该情况是特别有利的。

[0081] 在不必采取发明步骤的情况下，本领域的技术人员还可以调整数字控制器39的序列，以便实现针对平均值校正的不同控制行为，也就是说，针对在第二参考时间之后对时延的改变。