充放电电路、充放电电路的控制方法、充放电电路的控制装置及直接型电力变换器

摘要

即使是使用抑制电流抑制LC滤波器的共振时，也不会使控制逆变器的控制系统的采样、指令值的更新恶化。在模块(10a)中，电流分配率生成部(11)以单相交流电压(Vin)的振幅(Vm)、输入电流的振幅(Im)、有关直流电流(Idc)的指令值(Idc*)、有关两端电压(Vc)的指令值(Vc*)、和电源角速度(ω)为输入。电流分配率生成部(11)输出电流指令值(Ib*)。共振抑制控制部(15)以电抗器电压(VL)为输入，输出校正值(k·VL)。减法器(17)从电流指令值(Ib*)中减去校正值(k·VL)，并提供给斩波控制部(16)。斩波控制部(16)根据被校正后的电流指令值(Ib*‑k·VL)，输出升压占空比(dl)。在比较器(14)中将升压占空比(dl)与载波(C2)进行比较，将其结果输出作为控制信号(SSI)。

权利要求

1.一种充放电电路的控制方法，该控制方法是控制直接型电力变换器中的所述充放电电路的方法，所述直接型电力变换器具有：

第1电源线(LH)；

第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线(LH)低的电位；

整流电路(203)，其具有被施加单相交流电压(Vin)的输入侧、和与所述第1电源线(LH)及所述第2电源线(LL)连接的输出侧；

充放电电路(4)，其在所述整流电路(203)的所述输出侧设于所述第1电源线(LH)和所述第2电源线(LL)之间；以及逆变器(5)，其被输入所述第1电源线(LH)和所述第2电源线(LL)之间的电压即直流电压(Vdc)，所述整流电路(203)具有：

二极管整流器(2)，其进行单相全波整流；

第1电容器(C3)，其直接或者经由所述二极管整流器(2)间接地连接至所述第1电源线(LH)和所述第2电源线(LL)之间；以及第1电抗器(L3)，其直接或者经由所述二极管整流器(2)串联地与所述第1电源线(LH)或者所述第2电源线(LL)连接，并且比所述第1电容器(C3)更远离所述逆变器(5)，所述充放电电路(4)具有：缓冲电路(4a)，其包括设于所述第1电源线(LH)和所述第2电源线(LL)之间的第2电容器(C4)，按照可控的时间比率(dc)使所述第2电容器(C4)放电；以及升压电路(4b)，其对所述整流电路(203)输出的整流电压(V3、Vr)进行升压而对所述第

2电容器(C4)进行充电，其中，

所述第1电抗器(L3)的电压(VL)越高则越减小输入至所述升压电路(4b)的直流电流(IL2)。

2.根据权利要求1所述的充放电电路的控制方法，其中，

所述第1电抗器(L3)设于所述二极管整流器(2)和所述第1电容器(C3)之间，所述第1电抗器(L3)的电压(VL)的极性以流过所述第1电抗器(L3)的电流的朝向的相反方向为正。

3.根据权利要求1所述的充放电电路的控制方法，其中，

所述第1电抗器(L3)比所述二极管整流器(2)更远离所述逆变器(5)，所述第1电抗器(L3)的电压(VL)的极性以从所述单相交流电压(Vin)的高电位朝向低电位的方向为正。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的充放电电路的控制方法，其中，将从第1指令值(Ib*)中减去与所述第1电抗器(L3)的电压(VL)成比例的校正值(k·VL)而得到的第2指令值(Ib*-k·VL)作为目标值，控制所述直流电流(IL2)，该第1指令值(Ib*)由输入至所述二极管整流器(2)的交流电流(Iin)的振幅(Im)和所述二极管整流器(2)输出的电压(Vr)决定。

5.根据权利要求4所述的充放电电路的控制方法，其中，

所述升压电路(4b)具有流过所述直流电流(IL2)的第2电抗器(L4)，并进行是否向所述第2电容器(C4)输出所述直流电流(IL2)的斩波处理，根据将时间比率(dl)与规定的载波(C2)比较的结果进行所述斩波处理，该时间比率(dl)是使用所述第2指令值(Ib*-k·VL)、所述第2电容器(C4)的电压(Vc)、所述单相交流电压(Vin)、和所述第2电抗器(L4)的电感值(Lm)决定的。

6.根据权利要求1～3中任意一项所述的充放电电路的控制方法，其中，所述缓冲电路(4a)在所述单相交流电压(Vin)的相位(ωt)的二倍的余弦值(cos(2ωt))为负的期间中对所述第1电容器(C3)充电，在所述余弦值为正的期间中使所述第1电容器(C3)放电。

7.根据权利要求4所述的充放电电路的控制方法，其中，

所述缓冲电路(4a)在所述单相交流电压(Vin)的相位(ωt)的二倍的余弦值(cos(2ωt))为负的期间中对所述第1电容器(C3)充电，在所述余弦值为正的期间中使所述第1电容器(C3)放电。

8.根据权利要求5所述的充放电电路的控制方法，其中，

所述缓冲电路(4a)在所述单相交流电压(Vin)的相位(ωt)的二倍的余弦值(cos(2ωt))为负的期间中对所述第1电容器(C3)充电，在所述余弦值为正的期间中使所述第1电容器(C3)放电。

9.根据权利要求1～3中任意一项所述的充放电电路的控制方法，其中，至少在所述时间比率(dc)大于0的期间的一部分中，进行所述缓冲电路(4a)对所述第1电容器(C3)的充电。

10.根据权利要求4所述的充放电电路的控制方法，其中，

至少在所述时间比率(dc)大于0的期间的一部分中，进行所述缓冲电路(4a)对所述第1电容器(C3)的充电。

11.根据权利要求5所述的充放电电路的控制方法，其中，

至少在所述时间比率(dc)大于0的期间的一部分中，进行所述缓冲电路(4a)对所述第1电容器(C3)的充电。

12.一种充放电电路的控制装置，该控制装置是通过权利要求5所述的充放电电路的控制方法对待控制的所述充放电电路(4)进行控制的装置(10)，所述控制装置具有：减法器(17)，其从所述第1指令值(Ib*)中减去所述校正值(k·VL)而得到所述第2指令值(Ib*-k·VL)；

斩波控制部(16)，其使用所述第2指令值(Ib*-k·VL)和所述第2电容器(C4)的电压(Vc)、所述单相交流电压(Vin)、所述第2电抗器(L4)的电感值(Lm)决定所述时间比率(dl)；

以及

比较器(14)，其将所述时间比率(dl)和所述载波(C2)进行比较，输出控制斩波的控制信号(SSI)。

13.一种充放电电路(4)，其被通过权利要求1～11中任意一项的充放电电路的控制方法进行控制，所述充放电电路(4)还具有电流阻止部(4c)，该电流阻止部(4c)设于所述第1电源线(LH)或者所述第2电源线(LL)，阻止电流从所述缓冲电路(4a)流向所述第1电容器(C3)。

14.一种直接型电力变换器，

该直接型电力变换器具有权利要求13所述的充放电电路(4)、所述第1电源线(LH)、所述第2电源线(LL)、所述二极管整流器(2)、所述第1电容器(C3)、所述第1电抗器(L3)、和所述逆变器(5)。

说明书

充放电电路、充放电电路的控制方法、充放电电路的控制装置

及直接型电力变换器

技术领域

[0001] 本发明涉及直接型电力变换器中包含的充放电电路、该充放电电路的控制方法、该充放电电路的控制装置及该直接型电力变换器。

背景技术

[0002] 专利文献1、3、4公开了直接型电力变换器。在这些专利文献所公开的直接型电力变换器中设有升压电路及支持通过该升压电压而升压的电压的电容器。在供给逆变器的直流电力中，对来自该电容器的电力和从二极管整流器得到的电力进行适当处理，由此提高输入逆变器的直流电压。

[0003] 专利文献2也公开了直接型电力变换器，但没有设置上述的升压电路及电容器。另一方面，用于抑制逆变器的载波电流的LC滤波器设于逆变器的输入侧。

[0004] 专利文献1所公开的直接型电力变换器不仅具有上述的升压电路及电容器，而且也具有上述的LC滤波器。并且，为了防止电流从该电容器流向该LC滤波器，在两者之间设有二极管。

[0005] 在专利文献1、2、5中都是根据在LC滤波器的电抗器中产生的电压(或者在LC滤波器的电容器中产生的电压)求出用于抑制LC滤波器共振的电流(下面，称为“抑制电流”)，并将该电流叠加在流过逆变器的电流(下面，称为“逆变器电流”)中。

[0006] 现有技术文献

[0007] 专利文献

[0008] 专利文献1：日本特开2014－96976号公报

[0009] 专利文献2：日本专利第4067021号公报

[0010] 专利文献3：日本特开2011－193678号公报

[0011] 专利文献4：日本特开2014－82926号公报

[0012] 专利文献5：日本专利第5257533号公报

发明内容

[0013] 发明要解决的问题

[0014] 将LC滤波器设计成，使在流过逆变器的电流中、逆变器的载波频率的成分衰减。因此，优选将LC滤波器的共振频率设定为载波频率的几分之一。

[0015] 在这种情况下，在将抑制电流叠加在逆变器电流中时，不能忽视控制逆变器的控制系统的采样、指令值更新的延迟。

[0016] 另外，在专利文献1中，使从直流链路输入逆变器的直流电压中、从二极管整流器施加的电压的比率的值变动，因而该直流电压变动，由此导致其平均值降低。

[0017] 因此，本发明的目的在于，提供如下的技术，即使是使用抑制电流抑制LC滤波器的共振时，也不会使控制逆变器的控制系统的采样、指令值的更新恶化。

[0018] 用于解决问题的手段

[0019] 本发明的充放电电路的控制方法是控制直接型电力变换器的充放电电路的方法。该直接型电力变换器具有：第1电源线(LH)；第2电源线(LL)，其被施加比所述第1电源线低的电位；整流电路(203)，其具有被施加单相交流电压(Vin)的输入侧、和与所述第1电源线及所述第2电源线连接的输出侧；充放电电路(4)，其在所述整流电路的所述输出侧设于所述第1电源线和所述第2电源线之间；以及逆变器(5)，其被输入所述第1电源线和所述第2电源线之间的电压即直流电压(Vdc)，所述整流电路具有：二极管整流器(2)，其进行单相全波整流；第1电容器(C3)，其直接或者经由所述二极管整流器间接地连接至所述第1电源线和所述第2电源线之间；以及第1电抗器(L3)，其直接或者经由所述二极管整流器串联地与所述第1电源线或者所述第2电源线连接，并且比所述第1电容器更远离所述逆变器。

[0020] 所述充放电电路具有：缓冲电路(4a)，其包括设于所述第1电源线和所述第2电源线之间的第2电容器(C4)，按照可控的时间比率(dc)使所述第2电容器放电；以及升压电路(4b)，其对来自所述二极管整流器(2)的整流电压进行升压而对所述第2电容器进行充电。

[0021] 所述控制方法在所述第1电抗器的电压(VL)越高时越减小输入至所述升压电路的直流电流(IL2)。

[0022] 在所述第1电抗器(L3)设于所述二极管整流器(2)和所述第1电容器(C3)之间的情况下，所述第1电抗器的电压(VL)的极性以流过所述第1电抗器的电流的朝向的相反方向为正。在所述第1电抗器(L3)比所述二极管整流器(2)更远离所述逆变器(5)的情况下，所述第1电抗器的电压(VL)的极性以从所述单相交流电压(Vin)的高电位朝向低电位的方向为正。

[0023] 例如，该控制方法将从第1指令值(Ib*)中减去与所述第1电抗器的电压(VL)成比例的校正值(k·VL)而得到的第2指令值(Ib*-k·VL)作为目标值，控制所述直流电流(IL2)，该第1指令值(Ib*)由输入至所述二极管整流器(2)的交流电流(Iin)的振幅(Im)和所述二极管整流器输出的电压(Vr)决定。

[0024] 在这种情况下，所述升压电路(4b)具有流过所述直流电流(IL2)的第2电抗器(L4)，并进行是否向所述第2电容器输出所述直流电流的斩波处理。该控制方法根据将时间比率(dl)与规定的载波(C2)比较的结果进行，该时间比率(dl)是使用所述第2指令值(Ib*-k·VL)、所述第2电容器(C4)的电压(Vc)、所述单相交流电压(Vin)、所述第2电抗器的电感值(Lm)决定的。

[0025] 例如，所述缓冲电路(4a)在所述单相交流电压(Vin)的相位(ωt)的二倍的余弦值(cos(2ωt))为负的期间中对所述第1电容器(C3)充电，在所述余弦值为正的期间中使所述第1电容器放电。

[0026] 或者，至少在所述时间比率(dc)大于0的期间的一部分期间中，进行所述缓冲电路(4a)对所述第1电容器(C3)的充电。

[0027] 本发明的充放电电路的控制装置是在进行所述斩波处理时控制所述充放电电路(4)的装置(10)，该控制装置具有：减法器(17)，其从所述第1指令值(Ib*)中减去所述校正值(k·VL)而得到所述第2指令值(Ib*-k·VL)；斩波控制部(16)，其使用所述第2指令值和所述第2电容器(C4)的电压(Vc)、所述单相交流电压(Vin)、所述第2电抗器的电感值(Lm)决定所述时间比率(dl)；以及比较器(14)，其将所述时间比率和所述载波(C2)进行比较，输出控制所述斩波的控制信号(SSI)。

[0028] 本发明的充放电电路是利用上述的充放电电路的控制方法控制的所述充放电电路。该充放电电路(4)还具有电流阻止部(4c)，该电流阻止部(4c)设于所述第1电源线或者所述第2电源线，阻止电流从所述缓冲电路(4a)流向所述第1电容器(C3)。

[0029] 本发明的直接型电力变换器具有所述充放电电路(4)、所述第1电源线(LH)、所述第2电源线(LL)、所述二极管整流器(2)、所述第1电容器(C3)、所述第1电抗器(L3)、所述逆变器(5)。

[0030] 发明效果

[0031] 根据本发明的充放电电路、充放电电路的控制方法、充放电电路的控制装置及直接型电力变换器，即使是使用抑制电流抑制LC滤波器的共振时，也不会使控制逆变器的控制系统的采样、指令值的更新恶化。

[0032] 本发明的目的、特征、方面和优点，根据下面的详细说明及附图将更加明确。

附图说明

[0033] 图1是示出直接型电力变换器的概念性结构的一例的结构图。

[0034] 图2是示出控制该直接型电力变换器的控制装置的概念性结构的一例的框线图。

[0035] 图3是示出图1所示的直接型电力变换器的等效电路的电路图。

[0036] 图4是将图3的等效电路理解为该等效电路构成控制系统而示出的框线图。

[0037] 图5是示出图4的框线图的变形的框线图。

[0038] 图6是示出图5的框线图的变形的框线图。

[0039] 图7是示出图6的框线图的变形的框线图。

[0040] 图8是示出输入电流、电抗器电压、电流的波形的曲线图。

[0041] 图9是示出输入电流、电抗器电压、电流的波形的曲线图。

[0042] 图10是示出输入电流、电抗器电压、电流的波形的曲线图。

[0043] 图11是示出输入电流、电抗器电压、电流的波形的曲线图。

[0044] 图12是示出电抗器和二极管整流器之间的位置关系的变形的电路图。

[0045] 图13是示出电容器和电抗器和二极管整流器之间的位置关系的变形的电路图。

[0046] 图14是示出二极管整流器的变形的电路图。

[0047] 图15是示例共振抑制控制部的结构及电抗器的周边的框图。

具体实施方式

[0048] A.直接型电力变换装置的结构：

[0049] 在具体说明实施方式的特征性技术之前，对应用该技术的直接型电力变换装置的结构进行说明。另外，该结构自身的基本动作已在专利文献1中所公知，因而在此省略其详情。

[0050] 如图1所示，该直接型电力变换装置具有二极管整流器2、LC滤波器3、充放电电路4以及逆变器5。直流电源线LH、LL在逆变器5和充放电电路4之间作为直流链路发挥作用。对直流电源线LH施加比直流电源线LL高的电位。

[0051] 二极管整流器2具有从单相交流电源1施加单相交流电压Vin的输入侧、和输出侧。

[0052] 二极管整流器2对单相交流电压Vin进行单相全波整流而变换为电压Vr(＝|Vin|)，从输出侧输出该电压。

[0053] 另外，交流电流Iin(下面，称为“输入电流Iin”)从单相交流电源1流入二极管整流器2的输入侧。

[0054] 二极管整流器2具有二极管D21～D24。二极管D21～D24构成电桥电路。

[0055] LC滤波器3具有电抗器L3和电容器C3。电容器C3设于直流电源线LH、LL之间。电抗器L3比电容器C3更远离逆变器5，并与直流电源线LH或者直流电源线LL(在图1的示例中，是在二极管整流器2的输出侧与直流电源线LH)串联连接。

[0056] 电容器C3例如是薄膜二极管，具有比电解电容器的静电电容值小的静电电容值。这样的电容器C3几乎不对二极管整流器2输出的电压Vr进行平滑。因此，虽然电容器C3的两端电压V3是直流电压，却以与电压Vr的脉动的周期相同的周期进行脉动。

[0057] 二极管整流器2和LC滤波器3的组合体可以理解为如下整流电路203，该整流电路203具有被施加单相交流电压Vin的输入侧、和连接于直流电源线LH、LL之间的输出侧。在图
1中，电抗器L3和电容器C3的串联连接被施加电压Vr，然而根据整流电路203的结构，二极管整流器2的输出不需经由电抗器L3就被施加给电容器C3。关于这样的整流电路的变形将在后面进行说明。

[0058] 充放电电路4相对于电容器C3设于逆变器5侧，具有缓冲电路4a和升压电路4b和电流阻止部4c。缓冲电路4a包括电容器C4，与直流电源线LH、LL之间发送和接收电力。

[0059] 缓冲电路4a还包括与二极管D42反并联连接的晶体管(在此是指绝缘栅极型双极晶体管，下面简称为“IGBT”)Sc。晶体管Sc在直流电源线LH、LL之间，在直流电源线LH侧与电容器C4串联连接。在此，反并联连接是指顺向彼此相反的并联连接。具体地，晶体管Sc的顺向是指从直流电源线LL朝向直流电源线LH的方向，二极管D42的顺向是指从直流电源线LH朝向直流电源线LL的方向。能够将晶体管Sc和二极管D42整体理解为一个开关元件(第1开关)。可以说电容器C4经由第1开关设于直流电源线LH、LL之间。

[0060] 升压电路4b使电容器C3的两端电压V3(在图1的结构中是指整流电路203输出的整流电压)升压而对电容器C4进行充电。例如，升压电路4b包括二极管D40、电抗器L4、晶体管(此处指IGBT)SI。二极管D40具有阴极和阳极，该阴极连接于第1开关和电容器C4之间。电抗器L4连接于直流电源线LH与二极管D40的阳极之间。晶体管SI连接于直流电源线LL与二极管D40的阳极之间。二极管D41与晶体管SI反并联连接，能够将两者理解为一个整体的开关元件(第2开关)。这种结构作为所谓升压斩波器而被公知。

[0061] 电容器C4通过升压电路4b被充电，支持比两端电压V3高的两端电压Vc。具体地，从直流电源线LH经由第2开关向直流电源线LL流过电流IL2，由此在电抗器L4蓄积能量，然后通过将第2开关断开，该能量经由二极管D40被蓄积于电容器C4中。电流IL2从直流电源线LH流向直流电源线LL，因而其极性不反转，所以是直流。

[0062] 由于两端电压Vc比两端电压V3高，因而电流基本上不流向二极管D42。因此，第1开关的导通/不导通仅依赖于晶体管Sc的导通/不导通。因此，下面不仅将晶体管Sc称为开关Sc，有时也将组合了晶体管Sc和二极管D42的第1开关称为开关Sc。

[0063] 通过开关Sc的导通，电容器C4向直流链路放电。将该开关Sc导通的时间比率称为放电占空比dc。放电占空比dc是可以控制的。

[0064] 另外，直流电源线LH的电位比直流电源线LL高，因而电流基本上不流向二极管D41。因此，第2开关的导通/不导通仅依赖于晶体管SI的导通/不导通。因此，下面不仅将晶体管SI称为开关SI，有时也将组合了晶体管SI和二极管D41的第2开关称为开关SI。

[0065] 电流IL2是否流过电容器C4是由升压电路4b决定的。具体地，利用开关SI按照时间比率即升压占空比dl进行斩波处理。该斩波处理是根据升压占空比dl与后述的载波C2的比较进行的。

[0066] 电流阻止部4c在电容器C3、C4之间设于直流电源线LH或者直流电源线LL，阻止从电容器C4流向电容器C3的电流。电容器C4的两端电压Vc由于升压电路4b而大于电容器C3的两端电压V3。然而，电流阻止部4c阻止从电容器C4流向电容器C3的电流。因此，能够避免两端电压V3受到两端电压Vc的影响。

[0067] 电流阻止部4c例如由二极管D43实现。在图1的示例中，二极管D43设于直流电源线LH，其顺向是指从二极管整流器2朝向逆变器5的方向。

[0068] 逆变器5将在比充放电电路4更靠逆变器5一侧的直流电源线LH、LL之间产生的直流电压Vdc变换为交流电压，向输出端Pu、Pv、Pw输出该交流电压。

[0069] 逆变器5包括6个开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。开关元件Sup、Svp、Swp分别连接于输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LH之间，开关元件Sun、Svn、Swn分别连接于输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LL之间。逆变器5构成所谓电压型逆变器，包括6个二极管。

[0070] 6个二极管都是将其阴极朝向直流电源线LH侧配置，将其阳极朝向直流电源线LH侧配置。1个二极管和开关元件Sup并联连接于输出端Pu与直流电源线LH之间。同样，另外5个二极管分别与开关元件Svp、Swp、Sun、Svn、Swn并联连接。

[0071] 例如，开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn采用IGBT。在这种情况下，6个二极管分别与开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn所采用的IGBT反并联连接。

[0072] 感应性负载6例如是旋转机，根据来自逆变器5的交流电压进行旋转。

[0073] B.基于电抗器L3的两端电压VL的控制

[0074] 图2是示出控制上述的该直接型电力变换器的控制装置10的概念性结构的一例的框图。控制装置10具有作为充放电电路4的控制装置发挥作用的模块(block)10a、和作为逆变器5的控制装置发挥作用的模块10b。

[0075] 模块10a具有电流分配率生成部11、共振抑制控制部15、加法器13、减法器17、斩波控制部16、比较器12、14、以及载波生成部23、24。

[0076] 模块10b具有输出电压指令生成部31、运算部32、33、比较器34、35、以及逻辑和/逻辑积运算部36。

[0077] 电流分配率生成部11以单相交流电压Vin的振幅Vm、输入电流Iin的振幅Im、有关输入逆变器5的直流电流Idc的指令值Idc*、有关两端电压Vc的指令值Vc*、和电源角速度ω为输入。例如，通过设置公知的检测部，检测振幅Vm、Im及电源角速度ω，并输入电流分配率生成部11。指令值Idc*、Vc*是从未图示的外部结构输入的。

[0078] 电流分配率生成部11输出整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz、及电流指令值Ib*。

[0079] 整流占空比drec是从整流电路203(LC滤波器3通常是具有相比于电源角速度ω非常高的截止频率的低通滤波器，因而也能够称为“从二极管整流器2”)向直流链路供给电力的时间比率。两端电压Vc比两端电压V3高，因而在开关Sc导通时，电流不从整流电路203流向直流链路，因此整流占空比drec与放电占空比dc之和小于1。零占空比dz是既不从整流电路203也不从充放电电路4向直流链路供给电力的时间比率，零占空比dz与整流占空比drec与放电占空比dc之和为1。

[0080] 在不考虑LC滤波器3的共振的抑制的情况下，电流指令值Ib*是输入升压电路4b的、更具体地是流向电抗器L4的电流IL2的指令值。

[0081] 关于决定整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz、电流指令值Ib*的方法，已经在专利文献1、3、4中详细说明了，因而在此省略其详情。

[0082] 共振抑制控制部15以电抗器L3的两端电压VL(下面，称为“电抗器电压VL”)为输入。如图1所示，当电抗器L3在比二极管整流器2更接近电容器C3的一侧与直流电源线LH串联设置的情况下，电抗器电压VL以电容器C3侧的电抗器L3的端部作为基准。电抗器电压VL利用公知的技术进行检测。共振抑制控制部15在电抗器电压VL越高时输出越大的校正值。例如，将电抗器电压VL与规定值k(>0)之积作为校正值k·VL进行输出。该校正值k·VL能够理解为与电抗器电压VL成比例。

[0083] 减法器17从电流指令值Ib*中减去校正值k·VL，并输出被校正后的电流指令值(Ib*-k·VL)。这相当于采用值(-k·VL)作为流过电抗器L4的抑制电流的指令值。

[0084] 这样，在电抗器电压VL越高时，作为电流IL2的目标值的电流指令值(Ib*-k·VL)越低，由此进行降低电流IL2的控制。当电抗器L3在比二极管整流器2更接近电容器C3的一侧与直流电源线LL串联设置的情况下，电抗器电压VL以二极管整流器2侧的电抗器L3的端部作为基准。即，在电抗器L3设于二极管整流器2和电容器C3之间的情况下，关于电抗器电压VL的极性，采用与电流流过电抗器L3的朝向相反的方向为正的极性。

[0085] 在加法器13中将整流占空比drec和零占空比dz相加，在比较器12中将其结果(drec+dz)与载波C1进行比较。载波C1在载波生成部23生成。

[0086] 将比较器12的比较结果作为提供给开关Sc的开关信号SSc进行输出。例如，比较器12将在载波C1达到值(drec+dz)以上的期间激活的信号作为开关信号SSc进行输出。开关Sc根据开关信号SSc的激活而导通。

[0087] 斩波控制部16以两端电压Vc及单相交流电压Vin(更准确地讲是示出各个电压的值)为输入，根据被校正后的电流指令值(Ib*-k·VL)输出升压占空比dl。根据所提供的电流指令值，利用两端电压Vc及单相交流电压Vin和电抗器L4的电感值Lm决定升压占空比dl的技术，也是已在专利文献1、3、4等中公知的技术，因而在此省略详情。

[0088] 在比较器14中将升压占空比dl与载波C2进行比较。载波C2是在载波生成部24生成的。将比较器14的比较结果作为控制开关SI的开闭的控制信号SSI进行输出。例如，比较器14将在载波C2达到升压占空比dl以下的期间激活的信号作为开关信号SSI进行输出。开关SI根据开关信号SSI的激活而导通。

[0089] 输出电压指令生成部31生成相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。在图2的示例中，输出电压指令生成部31以感应性负载6的旋转速度ωm及其指令值ωm*为输入。旋转速度ωm由公知的检测部进行检测，指令值ωm*由未图示的外部结构进行输入。输出电压指令生成部31利用公知的方法生成相电压指令Vu*、Vv*、Vw*，使得旋转速度ωm与其指令值ωm*的偏差减小。

[0090] 运算部32以整流占空比drec、放电占空比dc、零占空比dz及相电压指令Vu*、Vv*、Vw*为输入。运算部32计算值(drec+dz+dc·Vx*)(其中，x代表u、v、w)，并输出这些值。运算部33以整流占空比drec和相电压指令Vu*、Vv*、Vw*为输入，计算值(drec·(1-Vx*))，并输出这些值。

[0091] 在比较器34中将值(drec+dz+dc·Vx*)与载波C1进行比较，在比较器35中将值(drec·(1-Vx*))与载波C1进行比较。比较器34例如输出在载波C1达到值(drec+dz+dc·Vx*)以上的期间激活的信号，比较器35例如输出在载波C1达到值(drec·(1-Vx*))以下的期间激活的信号。

[0092] 这样，载波C1对于模块10a、10b都能够使用，因而在图2中示出了载波生成部23跨越模块10a、10b的边界而设置。

[0093] 将比较器34、35的比较结果输入逻辑和/逻辑积运算部36。将比较器34、35的比较结果的逻辑和作为分别提供给开关元件Sup、Svp、Swp的开关信号SSup、SSvp、SSwp进行输出，将它们的否定逻辑作为分别提供给开关元件Sun、Svn、Swn的开关信号SSun、SSvn、SSwn进行输出。

[0094] 下面，说明通过按照以上所述利用校正值k·VL校正电流指令值，抑制LC滤波器3的共振的情况。

[0095] 图3是示出图1所示的直接型电力变换器的等效电路的电路图。其中，导入了在电抗器L3流过的电流IL、在电容器C3流过的电流I3。电流IL是从二极管整流器2输出的。因此，该等效电路在电抗器L3与直流电源线LH、LL任一方串联连接于二极管整流器2和电容器C3之间的情况下也是妥当的，这根据前述的电抗器电压VL的基准(或者电抗器电压VL的极性的正的方向)已经明了。

[0096] 如根据图1所理解的那样，从LC滤波器3流出的电流分支至升压电路4b和电流阻止部4c。因此，在导入流向逆变器5的逆变器电流I4时，流向升压电路4b的直流的电流IL2和向逆变器5输出的逆变器电流I4，能够等效地示出为都与电容器C3并联连接的电流源。另外，电流IL2可以理解为从电流Ib中减去了校正值k·VL而得的值。通过假定k＝0的情况，电流Ib可以理解为将电流指令值Ib*作为指令值而流向电抗器L4的电流。

[0097] 图4是将图3的等效电路理解为该等效电路构成控制系统而示出的框线图。通过仿效专利文献2将该框线图变形，能够依次变形为图5、图6、图7的框线图。另外，为了实现抑制共振用的控制系统，指令值VL*的值为0。

[0098] 另外，根据图7所示的框线图，图1所示的直接型电力变换装置可以理解为以电压Vr为外部干扰的、有关电抗器电压VL的反馈系统。可知指令值VL*成为电抗器电压VL的目标值，无论电压Vr怎样，电抗器电压VL都追随指令值VL*＝0，由此控制两端电压V3使得与电压Vr一致。由此，抑制因LC滤波器3的共振而引起的电压的变动。

[0099] 这样，在本实施方式的控制中，不将抑制电流(该电流相当于电流Ib的校正值k·VL)叠加在逆变器电流I4中，因而能够利用电抗器电压VL控制电流IL2。电流IL2根据升压电路4b的动作即开关SI的斩波处理而被控制，因而其控制周期比逆变器5的控制周期短。对于图2而言，载波C2的周期比载波C1短，基于电抗器电压VL的对电流IL2的控制是以比逆变器5的控制更高的频率进行的。

[0100] 根据以上所述可知，根据本实施方式，即使是使用抑制电流抑制LC滤波器3的共振时，也不会使控制逆变器5的控制系统的采样、指令值的更新恶化。

[0101] 图8～图11是示出将直流电压Vdc控制为固定值时的输入电流Iin、电抗器电压VL、电流IL2的波形的曲线图。

[0102] 图8及图9示出了采用如专利文献3公开的如下控制方法(下面暂称为“半周期控制”)的情况：按照电压Vr的每半个周期(即单相交流电压Vin的每四分之一周期)切换对电容器C4充电的期间(专利文献3所讲的“接受期间”，放电占空比dc为零，升压占空比dl为正)、和使电容器C4放电的期间(专利文献3所讲的“授予期间”，放电占空比dc为正)。

[0103] 另外，授予期间也可以理解为导入单相交流电压Vin的相位ωt、相位ωt的二倍的余弦值cos(2ωt)为正的期间，接受期间也可以理解为该余弦值cos(2ωt)为负的期间。

[0104] 图10及图11示出了如专利文献4所公开的如下控制方法(下面暂称为“充放电控制”)的情况：在放电占空比dc大于0的期间的至少一部分期间中，电流IL2对电容器C4充电。

[0105] 图8及图10示出了都不进行使用了校正值k·VL的校正的情况。在图8中示出了反映半周期控制的状况，电流IL2仅在接受期间T2流动，在授予期间T1不流动。在图10中示出了反映充放电控制的状况，电流IL2仅在专利文献4所述的充电期间与充放电期间的合计期间(升压占空比dl为正的期间)T3流动，在专利文献4所述的放电期间(升压占空比dl为零的期间)T4不流动。

[0106] 图9及图11示出了都进行使用了校正值k·VL的校正的情况。在图9中示出了电流IL2在图8所示的授予期间T1也流动的情况。另外，图11示出了电流IL2在图10所示的放电期间T4也流动的情况。

[0107] 因此，通过斩波控制部16(参照图2)的处理，升压占空比dl受到校正值k·VL的影响，不一定按照专利文献3所述的授予期间/接受期间、和专利文献4所述的充电期间/放电期间/充放电期间的定义那样进行设定。然而，下面为了简化起见，不论有无使用校正值k·VL的校正，都采用“半周期控制”“充放电控制”的临时称谓。

[0108] 根据图8和图9的比较可以理解，通过在半周期控制中导入使用了校正值k·VL的校正，输入电流Iin中的瞬变(リンギング)减小。同样，根据图10和图11的比较可以理解，通过在充放电控制中导入使用了校正值k·VL的校正，输入电流Iin中的瞬变减小。

[0109] 这样，不论是采用半周期控制还是采用充放电控制，通过导入使用了校正值k·VL的校正，都确认到能够减小因LC滤波器3的共振产生的影响。

[0110] 另外，在采用了半周期控制的情况下，在授予期间T1将电流指令值Ib*设定为零。因此，在授予期间T1，仅在电抗器电压VL为负的情况下流过抑制电流。

[0111] 另一方面，在采用充放电控制的情况下，电流指令值Ib*在较多的期间中大于值k·VL。因此，校正后的电流指令值(Ib*-k·VL)也在较多的期间中为正。因此，不论电抗器L3的两端电压即电抗器电压VL的正负怎样，都在电抗器L4中流过抑制电流，抑制LC滤波器的共振的效果得以提高。

[0112] C.变形

[0113] 在整流电路203中，二极管整流器2、电容器C3、电抗器L3的位置关系不限于上述的例子。二极管整流器2自身的电抗成分、电容成分不能忽视，因而能够进行以下的各种变形。

[0114] 图12是示出电抗器L3和二极管整流器2的位置关系的变形的电路图。在上述的示例中，电抗器L3比电容器C3更远离逆变器5，并且直接与直流电源线LH串联连接(当然，电抗器L3也可以直接与直流电源线LL串联连接)。然而，在如图12所示的结构中，电抗器L3比电容器C3更远离逆变器5，经由二极管整流器2间接地与直流电源线LH串联连接。具体地，电抗器L3与单相交流电源1串联地连接于二极管整流器2的输入侧。

[0115] 在这种结构中，电抗器L3比二极管整流器2更远离逆变器5，电压Vr是整流电路203输出的整流电压。在这种情况下，电抗器L3与单相交流电源1串联地连接于二极管整流器2的输入侧。因此，通过将电抗器电压VL的朝向(电抗器电压VL的极性)的正方向实现为从单相交流电压Vin的高电位朝向低电位的方向，即使是在这种结构中，与上述的实施方式一样，显然图3所示的等效电路也是妥当的，能够得到上述的作用及效果。

[0116] 在该变形中采用如下的结构来取代共振抑制控制部15(参照图2)：参照在某个固定的方向测定电抗器L3两端的电位差的值、和从单相交流电压Vin的高电位朝向低电位的方向，决定电抗器电压VL，并输出基于该电抗器电压VL的校正值。

[0117] 图15是示例在电抗器L3比二极管整流器2更远离逆变器5的情况下，取代图2所示的共振抑制控制部15而采用的共振抑制控制部151的结构及电抗器L3(参照图1)的周边的框图。

[0118] 在此，将接近二极管整流器2的一侧的电抗器L3的端部的电位作为基准，采用电抗器L3的两端的电位差VL1。具体地，电抗器L3和二极管D21的阳极和二极管D22的阴极的连接点的电位成为上述的电位差的基准。

[0119] 向共振抑制控制部151输入电位差VL1及单相交流电压Vin(更准确地讲是各自的值)。共振抑制控制部151具有极性判定部15b，极性判定部15b判定单相交流电压Vin的一个方向(例如在图15中用箭头示出的单相交流电压Vin的方向)的极性，根据该极性的正负分别输出值1、-1。该判定可以使用单相交流电压Vin的正负，也可以使用其相位。在此，单相交流电压Vin的基准采用二极管D23的阳极和二极管D24的阴极的连接点的电位。

[0120] 共振抑制控制部151也具有乘法器15a、15c。乘法器15a将电位差VL1与极性判定部15b的输出相乘。由此，从乘法器15a得到上述的实施方式所讲的电抗器电压VL。乘法器15c计算电抗器电压VL和规定值k的乘积，得到校正值k·VL。

[0121] 当然，极性判定部15b也能够判定单相交流电压Vin的极性，根据该极性的正负分别输出值k、-k，在这种情况下不需要乘法器15c。另外，上述的实施方式的共振抑制控制部15也能够视为删除了乘法器15a和极性判定部15b的结构。在这种结构中，显然也能够得到上述的各实施方式的作用及效果。

[0122] 图13是将图12进一步变形的电路的电路图，示出电抗器L3和电容器C3和二极管整流器2之间的位置关系的变形。在上述的示例中，电容器C3直接连接于直流电源线LH、LL之间。然而，在图13所示的结构中，电容器C3经由二极管整流器2间接地连接于直流电源线LH、LL之间。并且，电抗器L3比电容器C3更远离逆变器5，经由二极管整流器2间接地与直流电源线LH连接。具体地，电抗器L3相对于二极管整流器2的输入侧及电容器C3都是与单相交流电源1串联连接。

[0123] 在这种结构中，流过电容器C3的电流I3也成为交流，因此两端电压V3的极性也是交替变化的，与图12的结构一样能够得到上述的实施方式的作用及效果。因为根据图7，无论是使流过电容器C3的电流I3、两端电压V3的极性因单相交流电压Vin的极性而不同、还是不因单相交流电压Vin的极性而不同，甚至即使是存在作为外部干扰的电压Vr，都控制成为使电抗器电压VL为零，这一点是不变的。

[0124] 而且，在图13所示的结构中，二极管整流器2也担负电流阻止部4c例如二极管D43的功能，因而具有不需要电流阻止部4c的优点。

[0125] 图14是将图13进一步变形的电路的电路图，示出二极管整流器2的变形的电路图。在此，将二极管整流器2中高电位侧的一对二极管划分成输入充放电电路4的二极管、和与逆变器5连接的二极管这两组。

[0126] 具体地，二极管整流器2具有二极管D21a、D21b、D22、D23a、D23b、D24。二极管D21a、D21b的阳极共同与电容器C3的一端连接，二极管D23a、D23b的阳极共同与电容器C3的另一端连接。二极管D21a、D23a的阴极共同与直流电源线LH连接，二极管D21b、D23b的阴极都经由电抗器L4与开关SI连接。即，在图14所示的结构中，相对于图13所示的电路，二极管D21兼作二极管D21a、D21b，二极管D23兼作二极管D23a、D23b。另外，在充放电电路4中，电抗器L4不直接与直流电源线LH连接。

[0127] 在这种结构中，能够理解为由二极管D21a、D23a、D22、D24构成向直流电源线LH施加电压Vr的电桥电路，由二极管D21b、D23b、D22、D24构成向直流电源线LH施加电压Vr的电桥电路，二极管整流器2包括这两个电桥电路。在这种的结构中，显然也能够得到上述的各实施方式的作用及效果。

[0128] 对本发明进行了详细说明，然而上述说明在全部方面是例示，本发明不限定于此。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下可以想到未例示的无数的变形例。