本发明公开一种基于单载波频域均衡的同时同频全双工双向中继传输方法，主要解决已有技术中因处理剩余自干扰而使中继节点复杂度增加的问题。其技术方案包括：1)估计信道参数；2)利用估计得到的信道系数选择最优中继节点；3)计算最优中继节点的最优放大因子；4)构造最优中继节点等效多径信道；5)源节点调制发射信号；6)最优中继节点转发源节点发射信号；7)源节点利用最优中继节点的等效多径信道对接收信号进行频域均衡；8)源节点解调均衡后的接收信号，恢复得到信源信号。本发明简化了中继节点处理过程，最大可能地提高了系统信干噪比，从而提升了同时同频全双工双向中继系统的可靠性，可用于无线通信的分布式协作传输系统。
1.一种基于单载波频域均衡的同时同频全双工双向中继传输方法，包括：(1)两个源节点S1、S2和中继节点R1,R2,…,Ri,…,RN利用训练序列对系统信道参数进行最小均方误差估计，得到如下参数：第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i和第二源节点S2到第i个中继节点的信道系数h2i，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数hS1和第二源节点S2的剩余自干扰信道系数hS2，及中继节点剩余自干扰信道系数 N为中继个数；
(2)选择最优中继节点Rk，其中k表示最优中继节点的下角标值；
其中，h1k表示第一源节点S1到最优中继节点的信道系数，h2k表示第二源节点S2到最优中继节点的信道系数， 表示第一源节点S1的噪声方差， 表示第二源节点S2的噪声方差， 表示最优中继节点的噪声方差， 表示最优中继节点的剩余自干扰信道系数，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度；
(4)利用最优中继节点的最优大放大因子βk，构造最优中继节点等效多径信道的信道系数矩阵hk：hk＝[h(0),...,h(l),...,h(L-1)]，其中， 表示第l径等效信道的信道系数，0≤l＜L；
(5)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的信源信号进行调制后，再添加循环前缀得到各自的发射信号x1和x2，并将各自的发射信号x1和x2发送给最优中继节点Rk；
(6)最优中继节点Rk对这两个发射信号x1和x2进行放大处理，得到最优中继节点第m时隙的发射信号t[m]：其中，x1[m-j]表示第一源节点S1第m-j时隙的发射信号，x2[m-j]表示第二源节点S2第m-j时隙的发射信号，nk[m-j]表示最优中继节点第m-j时隙的噪声信号，j＝1,2,…∞；
(7)第一源节点S1和第二源节点S2接收最优中继节点的发射信号t[m]，得到各自的接收信号y1和y2，再分别去除接收信号y1和y2的循环前缀得到第一源节点S1的待均衡信号y′1和第二源节点S2的待均衡信号y′2；
(8)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的待均衡信号y′1和y′2进行频域均衡，得到第一源节点S1的待解调信号 和第二源节点S2的待解调信号(9)第一源节点S1对其待解调信号 进行解调，作为第二源节点S2的信源信号a2，第二源节点S2对其待解调信号 进行解调，作为第一源节点S1的信源信号a1。
2.根据权利要求书1中所述的方法，其中步骤(2)中选择最优中继节点Rk，按如下步骤进行：(2a)利用第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i和第二源节点S2到第i个中继的信道系数h2i，计算最优中继节点的下角标值： 其中，|·|表示求参数模值，min(·)表示取两个参数中最小值， 表示取N个参数中最大值；
(2b)根据最优中继节点的下角标值k选择第k个中继节点Rk为最优中继节点。
3.根据权利要求书1中所述的方法，其中步骤(5)中两个源节点对调制后的信号添加循环前缀，按照下式进行：其中，s1表示第一源节点S1调制后的信号，x1表示第一源节点S1的发射信号，s2表示第二源节点S2调制后的信号，x2表示第二源节点S2的发射信号，IP表示M×M维的单位矩阵，M表示调制后信号序列s1和s2的长度，I′是由IP的后L行构成的矩阵，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M。
4.根据权利要求书1中所述的方法，其中步骤(7)中两个源节点去除接收信号的循环前缀，按照下式进行：y′1＝[T IP]y1，
其中，T表示M×L维零矩阵，IP表示M×M维单位阵，M表示调制后信号序列s1和s2的长度，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M，y1表示源节点S1的接收信号，y2源节点S2的接收信号，y′1表示第一源节点S1去掉循环前缀后的待均衡信号，y′2表示第二源节点S2去掉循环前缀后的待均衡信号。
5.根据权利要求书1中所述的方法，其中步骤(8)中的第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的待均衡信号y′1和y′2进行频域均衡，按如下步骤进行：(8a)第一源节点S1和第二源节点S2分别对待均衡信号y′1和y′2进行傅里叶变换，得到第一源节点S1的频域接收信号Y′1和第二源节点S2的频域接收信号Y′2；
(8b)分别对(8a)的两个频域接收信号Y′1和Y′2进行均衡，得到第一源节点S1均衡后的接收信号Y1和第二源节点S2均衡后的接收信号Y2：Y1＝Y′1W，
其中， 表示迫零均衡矩阵，H(l)表示第l径等效信
(8c)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自均衡后的接收信号Y1和Y2进行傅里叶逆变换，得到第一源节点S1的待解调信号 和第二源节点S2的待解调信号
基于单载波频域均衡的同时同频全双工双向中继传输方法
技术领域
[0001] 本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种全双工双向中继传输方法，可用于无线通信的分布式协作传输系统，提升协作通信系统的可靠性和频谱利用率。
背景技术
[0002] 随着无线通信中信号带宽越来越宽，对应的频谱资源却越来越少，人们逐渐开始研究能最大化利用频谱资源的算法和技术。全双工技术在同一时间和同一频段上进行信号的发射和接收，因此它能最大可能地提高未来无线通信网络的频谱资源利用率，但其存在严重的自干扰问题，这限制了全双工系统性能地提升。协作通信技术利用通信网络中空闲节点作为中继，实现虚拟的空间分集以对抗无线信道的多径衰落，协作中继通信因中继布局灵活、成本低等优点已经成为当前和未来无线通信发展的关键技术之一。
[0003] 文献1，Two-Way Full-Duplex Amplify-and-Forward Relaying,MILCOM 2013-2013IEEE Military Communications Conference,San Diego,CA,2013,pp.1-6.中对全双工单中继双向传输系统模型进行了分析，对依赖一个固定中继，没有中继选择的情况下系统传输速率、容量、中断概率等参数进行了仿真。但单中继传输方法对传输环境的要求较高，传输过程中不同物体阻挡形成的阴影衰落都会对信息的传输产生很大影响，系统可靠性较低。
[0004] 文献2，Relay Selection for Two-Way Full Duplex Relay Networks With Amplify-and-Forward Protocol,in IEEE Transactions on Wireless Communications,vol.13,no.7,pp.3768-3777,July2014.中针对多中继场景提出了一种中继选择策略，并对全双工中继系统误码率、中断概率等性能进行了分析。但该方法存在的不足之处是忽略了中继剩余自干扰信号在中继收发天线之间无限循环迭代的事实，将中继剩余自干扰信道建模为单径瑞利平坦衰落信道，不能完全客观的反应全双工中继剩余自干扰对其性能的影响。
[0005] 文献3，西安电子科技大学在其申请的专利“全双工协作通信系统中异步空时码编解码系统和方法”(专利号：ZL201210199103.6公开号：CN 102724027B)中提出了一种基于异步空时码的全双工中继传输方法，该方法利用异步空时码编解码技术对中继节点剩余自干扰信号进行抑制和消除，这种全双工中继传输方法的不足之处在于：全双工协作通信系统中采用异步空时码编解码方法增大了中继节点对剩余自干扰信号处理过程的复杂度。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提出一种基于单载波频域均衡的同时同频全双工双向中继传输方法，以简化中继节点对剩余自干扰信号的处理过程，提升全双工双向中继协作通信系统的可靠性。
[0007] 为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
[0008] (1)两个源节点S1、S2和中继节点R1,R2,…,Ri,…,RN利用训练序列对系统信道参数进行最小均方误差估计，得到如下参数：
[0009] 第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i和第二源节点S2到第i个中继节点的信道系数h2i，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数hS1和第二源节点S2的剩余自干扰信道系数hS2，及中继节点剩余自干扰信道系数 i＝1,2,…,N，N为中继个数；
[0010] (2)选择最优中继节点Rk，其中k表示最优中继节点的下角标值；
[0011] (3)计算最优中继节点Rk的最优放大因子βk：
[0012] 当|h2k|2≥|h1k|2时，
[0013] 当|h1k|2＞|h2k|2时，
[0014] 其中，h1k表示第一源节点S1到最优中继节点的信道系数，h2k表示第二源节点S2到最优中继节点的信道系数， 表示第一源节点S1的噪声方差， 表示第二源节点S2的噪声方差， 表示最优中继节点的噪声方差， 表示最优中继节点的剩余字干扰信道系数，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度；
[0015] (4)利用最优中继节点的最优大放大因子βk，构造最优中继节点等效多径信道的信道系数矩阵hk：
[0016] hk＝[h(0),...,h(l),...,h(L-1)]，
[0017] 其中，h(l)＝βk(hLIkβk)l表示第l径等效信道的信道系数，0≤l≤L；
[0018] (5)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的信源信号进行调制后，再添加循环前缀得到各自的发射信号x1和x2，并将各自的发射信号x1和x2发送给最优中继节点Rk；
[0019] (6)最优中继节点Rk对这两个发射信号x1和x2进行放大处理，得到最优中继节点第m时隙的发射信号t[m]：
[0020]
[0021] 其中，x1[m-j]表示第一源节点S1第m-j时隙的发射信号，x2[m-j]表示第二源节点S2第m-j时隙的发射信号，nk[m-j]表示最优中继节点第m-j时隙的噪声信号，j＝1,2,…∞；
[0022] (7)第一源节点S1和第二源节点S2接收最优中继节点的发射信号t[m]，得到各自的接收信号y1和y2，再分别去除接收信号y1和y2的循环前缀得到第一源节点S1的待均衡信号y'1和第二源节点S2的待均衡信号y'2；
[0023] (8)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的待均衡信号y'1和y'2进行频域均衡，得到第一源节点S1的待解调信号 和第二源节点S2的待解调信号
[0024] (9)第一源节点S1对其待解调信号 进行解调，作为第二源节点S2的信源信号a2，第二源节点S2对其待解调信号 进行解调，作为第一源节点S1的信源信号a1。
[0025] 本发明与现有技术相比具有如下优点：
[0026] 第一，本发明将中继节点的剩余自干扰信道等效为L径多径信道，并在源节点利用SC-FDE抗多径技术对抗中继剩余自干扰形成的多径效应，从而简化了中继节点对剩余自干扰信号的处理过程，降低了中继节点的复杂度。
[0027] 第二，本发明使用了中继选择技术，即源节点从多个候选中继节点中选出一个最优中继进行协作通信，从而提高了源节点的信干噪比，提升了系统的可靠性。
附图说明
[0028] 图1为本发明使用的同时同频全双工双向通信场景示意图；
[0029] 图2为本发明的实现流程图；
[0030] 图3为本发明和现有方法的误比特率对比仿真图。
具体实施方式
[0031] 下面结合附图对本发明做进一步的描述。
[0032] 本发明的是在图1的场景下实现的。
[0033] 图1中，包含两个源节点和N个中继节点，源节点与每个中继之间各有两条信道，源节点和中继节点各有一条剩余自干扰信道，其中：
[0034] S1表示第一源节点，S2表示第二源节点，R1,R2,…Ri,…,RN表示N个中继节点，i＝1,2,…N，N表示中继个数；图1中实线表示源节点与中继节点之间的传输信道，虚线表示各节点剩余自干扰信道。
[0035] 源节点和中继节点都工作在同时同频全双工模式，两个源节点同时同频的向中继节点发射信号并接收中继节点的发射信号，中继节点也同时同频地接收来自两个源节点的发射信号，中继节点采用放大转发协议，将上一时隙的接收信号经过放大处理后转发给源节点，源节点和中继节点的剩余自干扰信号是指采用主动或者被动自干扰消除技术后所剩余的自干扰信号。
[0036] 参照图2，本发明完成同时同频全双工双向中继协作通信的实现步骤如下：
[0037] 步骤1，估计信道参数。
[0038] 两个源节点S1、S2和中继节点R1,R2,…,Ri,…,RN利用训练序列对系统信道参数进行最小均方误差估计，得到如下参数：
[0039] 第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i和第二源节点S2到第i个中继的信道系数h2i，第一源节点S1的剩余自干扰信道系数hS1和第二源节点S2的剩余自干扰信道系数hS2，及中继节点剩余自干扰信道系数 i＝1,2,…,N，N为中继个数，且源节点与中继节点之间的信道信息对称，即第i个中继节点到第一源节点S1的信道系数hi1与第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i相等，第i个中继节点到第二源节点S2的信道系数hi2与第二源节点S2到第i个中继的信道系数h2i相等，h1i＝hi1，h2i＝hi2。
[0040] 步骤2，选择最优中继节点。
[0041] 2.1)利用第一源节点S1到第i个中继节点的信道系数h1i和第二源节点S2到第i个中继的信道系数h2i，计算最优中继节点的下角标值： 其中，|·|表示求参数模值，min(·)表示取两个参数中最小值， 表示取N个参数中最大值；
[0042] 2.2)根据最优中继节点的下角标值k选择第k个中继节点Rk为最优中继节点。
[0043] 步骤3，计算最优中继节点Rk的最优放大因子βk。
[0044] 3.1)计算第一源节点S1的信干噪比ψ1和第二源节点S2的信干噪比ψ2：
[0045]
[0046]
[0047] 其中，h1k表示第一源节点S1到最优中继节点的信道系数，h2k表示第二源节点S2到最优中继节点的信道系数， 表示最优中继节点的剩余自干扰信道系数，β表示最优中继节点的放大因子， 表示第一源节点S1的噪声方差， 表示第二源节点S2的噪声方差，表示最优中继节点的噪声方差，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度；
[0048] 3.2)令系统信干噪比取得最大值的最优放大因子βk的表达式为：
[0049]
[0050] 其中， 表示取使表达式达到最大值的放大因子β的值；
[0051] 将第一源节点S1的信干噪比ψ1和第二源节点S2的信干噪比ψ2带入最优放大因子βk的表达式，推导得到最优放大因子βk的闭式解：
[0052] 当|h2k|2≥|h1k|2时，
[0053] 当|h1k|2＞|h2k|2时，
[0054] 其中，
[0055] 步骤4，构造最优中继节点等效多径信道。
[0056] 将最优中继节点的剩余自干扰信道等效为L径多径信道，利用最优中继节点的最优放大因子βk，构造最优中继节点等效多径信道的信道系数矩阵hk：
[0057] hk＝[h(0),...,h(l),...,h(L-1)]，
[0058] 其中， 表示第l径等效信道的信道系数，0≤l≤L。
[0059] 步骤5，源节点调制信源信号。
[0060] 第一源节点S1对信源信号a1进行调制，再将调制后的信号序列s1添加循环前缀，得到第一源节点的发射信号： 并将该发射信号x1发送给最优中继节点Rk；
[0061] 第二源节点S2对信源信号a2进行调制，再将调制后的信号序列s2添加循环前缀，得到第二源节点的发射信号： 并将该发射信号x2发送给最优中继节点Rk，[0062] 其中，IP表示M×M维的单位矩阵，M表示调制后信号序列s1和s2的长度，I′是由单位矩阵IP的后L行构成的矩阵，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M。
[0063] 步骤6，最优中继节点转发源节点的发射信号。
[0064] 最优中继节点第m时隙的接收信号r[m]：
[0065]
[0066] 其中，x1[m]表示第一源节点S1第m时隙的发射信号，x2[m]表示第二源节点S2第m时隙的发射信号，t[m]表示最优中继节点第m时隙的发射信号，nk[m]表示最优中继节点第m时隙的噪声信号；
[0067] 最优中继节点采用放大转发的工作模式，对其第m-1时隙的接收信号r[m-1]放大βk倍，得到最优中继节点第m时隙的发射信号t[m]：
[0068] t[m]＝βkr[m-1]，
[0069] 其中， x1[m-1]表示第一源节点S1第m-1时隙的发射信号，x2[m-1]表示第二源节点S2第m-1时隙的发射信号，t[m-1]表示最优中继节点第m-1时隙的发射信号，nk[m-1]表示最优中继节点第m-1时隙的噪声信号；
[0070] 将最优中继节点第m-1时隙接收信号r[m-1]的表达式带入t[m]表达式，得到t[m]的展开式：
[0071]
[0072] 由上式可知，中继剩余自干扰信号会在中继节点的发射端和接收端之间形成无限循环迭代的过程；单载波频域均衡技术能够利用循环前缀对抗多径效应，因此，上式中循环前缀长度L径以内的信号当做有用信号，L+1径及以后的信号当做自干扰信号。
[0073] 步骤7，源节点接收最优中继节点的发射信号。
[0074] 7.1)第一源节点S1和第二源节点S2接收最优中继节点的发射信号t[m]，得到各自第m时隙的接收信号y1[m]和y2[m]：
[0075] y1[m]＝h1kt[m]+hS1x1[m]+nS1[m]，
[0076] y2[m]＝h2kt[m]+hS2x2[m]+nS2[m]，
[0077] 其中，x1[m]表示第一源节点S1第m时隙的发射信号，x2[m]表示第二源节点S2第m时隙的发射信号，nS1[m]表示第一源节点S1第m时隙的噪声信号，nS2[m]表示第二源节点S2第m时隙的接收信号；
[0078] 7.2)两个源节点分别去除各自接收信号y1和y2的循环前缀，得到第一源节点S1的待均衡信号y'1和第二源节点S2的待均衡信号y'2：
[0079] y'1＝[T IP]y1，
[0080] y'2＝[T IP]y2，
[0081] 其中，T表示M×L维零矩阵，IP表示M×M维单位阵，M表示调制后信号序列s1和s2的长度，L表示源节点发射信号添加的循环前缀长度，L＜M，y1表示源节点S1的接收信号，y2源节点S2的接收信号，y'1表示第一源节点S1去掉循环前缀后的待均衡信号，y'2表示第二源节点S2去掉循环前缀后的待均衡信号。
[0082] 步骤8，源节点待均衡信号进行频域均衡，得到待解调信号。
[0083] 频域均衡的方法包括迫零均衡和最小均方误差均衡等，本实例中两个源节点采用迫零均衡的方法，其实现步骤如下：
[0084] 8.1)第一源节点S1和第二源节点S2分别对各自的待均衡信号y'1和y'2进行傅里叶变换，得到第一源节点S1的频域接收信号Y'1和第二源节点S2的频域接收信号Y'2；
[0085] 8.2)利用迫零均衡分别对频域接收信号Y'1和Y'2进行均衡，得到均衡后的接收信号Y1和Y2：
[0086] Y1＝Y′1W，
[0087] Y2＝Y′2W，
[0088] 其中， 表示迫零均衡矩阵，H(l)表示第l径等效信道系数h(l)的频域响应，0≤l≤L-1；
[0089] 8.3)第一源节点S1和第二源节点S2分别对均衡后的接收信号Y1和Y2进行傅里叶逆变换，得到第一源节点S1的待解调信号 和第二源节点S2的待解调信号
[0090] 步骤9，源节点解调接收信号。
[0091] 第一源节点S1对其待解调信号 进行解调，作为第二源节点S2的信源信号a2，第二源节点S2对其待解调信号 进行解调，作为第一源节点S1的信源信号a1，完成整个全双工双向中继传输过程。
[0092] 下面结合仿真对本发明的效果做详细描述。
[0093] 1.仿真条件
[0094] 本发明的仿真实验是在MATLAB 7.11软件下进行的。在本发明的仿真实验中，源节点采用正交振幅调制的方法对信源信号进行调制，调制得到的发射信号帧长M＝128，循环前缀的长度L＝32。源节点到中继节点之间的信道和各节点的剩余自干扰信道均为瑞利平坦衰落信道，中继节点和两个源节点的剩余自干扰大小均为-40dB，各节点噪声方差相等，且均为-40dB。仿真信噪比范围为0～18dB，仿真次数为10000次。
[0095] 2.仿真内容及仿真结果
[0096] 以文献2所提方法为对比方法，对采用对比方法和本发明所提方法的全双工双向中继传输系统的误码率性能进行仿真对比，结果如图3所示。由图3可以看出，当中继个数为3时，本发明比对比方法的误码率性能提高了约4dB，当中继个数为5时，本发明与对比方法相比其误码率性能有5dB的提高，
[0097] 仿真结果表明：使用本发明方法的全双工双向中继传输系统其误码率性能明显优于采用对比方法的全双工双向中继传输系统的误码率性能，说明本发明在简化中继剩余自干扰处理过程的同时，提高了系统可靠性。
