基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线

摘要

本发明公开了一种基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，包括介质基板，覆盖在该介质基板上表面的金属条带以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板；金属条带包括两端的带地共面波导匹配结构和中间的人工表面等离激元结构；人工表面等离激元结构包括上下两个边带，每个边带包括若干调制周期排布的人工表面等离激元单元结构；上下两个边带之间开槽单元结构形成90°的角度，且上下两个边带对称设置，并有错位。本发明为双端口漏波天线，不同的端口馈电将产生不同的辐射模式，可在8.6‑9.0GHz内实现双模圆极化，在9.0GHz‑10.5GHz内实现单模圆极化，而且制造简单、操作方便，具有很高的应用前景。

权利要求

1.基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，其特征在于：包括介质基板，覆盖在该介质基板上表面的金属条带，以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板；

所述金属条带包括两端的带地共面波导匹配结构(1)和中间的人工表面等离激元结构(2)；该人工表面等离激元结构包括上下两个边带，每个边带包括若干深度周期渐变调制的人工表面等离激元单元结构；使得金属条带的表面阻抗得到周期调制，进而实现定向漏波辐射；所述人工表面等离激元单元结构为45°斜开槽单元结构，金属条带的上下两个边带之间开槽单元结构形成90°的角度，且上下两个边带结构相同，方向相反，并有错位以产生圆极化所需90°相位差。

2.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：所述开槽单元结构沿自身轴线方向的剖面形状为矩形，V形或梯形。

3.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：所述调制周期排布的开槽单元为槽深正弦调制的斜45°开槽单元，其中槽深变化范围为1.096mm～2.910mm。

4.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：所述调制周期为10个开槽单元，每个开槽单元的槽宽相同。

5.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：所述人工表面等离激元结构的表面阻抗产生的周期性不连续变化满足以下公式：其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。

6.根据权利要求1所述的天线，其特征在于：所述介质基板的材质为F4BK225。

7.根据权利要求1至6任一项所述的天线，其特征在于：该天线在8.6GHz～9.0GHz内实现双模圆极化，在9.0GHz～10.5GHz内实现单模圆极化。

8.一种基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，其特征在于：包括介质基板，分别位于所述介质基板两侧的金属条带和金属地板；

所述金属条带包括一组共面波导匹配结构(1)和位于共面波导匹配结构之间的人工表面等离激元结构(2)，每个所述共面波导匹配结构具有一组沿中轴线对称布置的弧形部(11)；所述人工表面等离激元结构包括与共面波导匹配结构连接的过渡单元(21)和位于过渡单元之间的若干个槽深周期变化的开槽单元(20)；人工表面等离激元结构中轴线的两侧设置有倾斜的凹槽(22)；沿共面波导匹配结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深逐渐增加；开槽单元中位于中轴线一侧的凹槽，其槽深先增加后减小，位于中轴线另一侧的凹槽，其槽深先减小后增加。

9.如权利要求8所述的一种基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，其特征在于，中轴线两侧的开槽单元周期之间有预定长度的错位，中轴线两侧的凹槽的轴线相互垂直。

说明书

基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线

技术领域

[0001] 本发明涉及微波技术，特别是涉及一种基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线。

背景技术

[0002] 天线作为现代通信系统中的重要组成部分，主要用于辐射和接收电磁能量，随着社会对通信系统要求的不断提高，天线的增益、频率扫描能力以及圆极化工作模式备受关注。同时，随着通信技术的快速发展，简单的线极化天线已经难以满足系统的需要，而具有圆极化模式的天线的构造就显得十分重要。在漏波天线中，对于圆极化的设计同样十分看重。微带漏波天线的分类方法有很多种，此处选择按照原理分类的方法进行介绍。第一类是均匀阻抗表面结构漏波天线，均匀阻抗表面结构漏波天线的特点是不以对行波方向的表面阻抗调制设计辐射特性，此类漏波天线的典型代表是工作于高阶模式的微带线。第二类是周期性阻抗表面调制漏波天线，所谓周期性阻抗表面调制漏波天线是指在电磁波传播方向上进行周期性的调制，依据其传输的基次谐波是否为快波又可细分为两类，[0003] 其中，基次谐波是快波的可被称为准均匀漏波天线，其周期一般远小于波长，不同于传统意义上的周期性漏波天线，准均匀漏波天线并非利用周期性结构产生的空间谐波实现辐射，而是直接利用基波辐射；另外一种是严格意义上的周期性漏波天线，与均匀性漏波结构不同的是，周期性漏波结构的基波为慢波模式，其辐射模式是通过结构的不连续性激发出谐振快波产生的。

[0004] 传统的单模圆极化漏波天线在确定频率范围内只能接收特定旋向的圆极化波，对于交叉极化的电磁波完全无法接收，因而存在局限性。

[0005] 表面等离子体激元为一种表面电磁波模式，分布在金属和介质的分界面处，将电磁能量紧密地束缚在分界面周围很小的区域内，在光波段具有亚波长特性，可以有效地传输和局域光波，在光通信系统中应用广泛。然而，在微波段金属表现出理想电导体特性，在金属和介质分界面不能直接支持表面等离子体激元。因此基于平面金属开槽结构的人工表面等离激元被提出，其色散特性与表面等离子体激元保持一致，为设计平面等离子体器件提供了可能。一般而言，超薄人工表面等离激元结构为不带背地金属的单导体金属开槽条带，进行表面阻抗调制后的辐射模式为全向辐射。

发明内容

[0006] 发明目的：提供一种可实现同频双模圆极化的基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线。

[0007] 技术方案：基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，包括介质基板，覆盖在该介质基板上表面的金属条带，以及覆盖在该介质基板下表面的金属地板；

[0008] 所述金属条带包括两端的带地共面波导匹配结构和中间的人工表面等离激元结构；该人工表面等离激元结构包括上下两个边带，每个边带包括若干调制周期排布的人工表面等离激元单元结构；所述人工表面等离激元单元结构为开槽单元结构，该上下两个边带之间开槽单元结构形成90°的角度，且上下两个边带对称设置，并有错位。

[0009] 根据本发明的一个方面：所述开槽单元结构沿自身轴线方向的剖面形状为矩形，V形或梯形。

[0010] 根据本发明的一个方面：所述调制周期排布的开槽单元为槽深正弦调制的斜45°开槽单元，其中槽深变化范围为1.096mm～2.910mm。

[0011] 根据本发明的一个方面：所述调制周期为10个开槽单元，每个开槽单元的槽宽相同。

[0012] 根据本发明的一个方面：所述人工表面等离激元结构的表面阻抗产生的周期性不连续变化满足以下公式：

[0013]

[0014] 其中，Xs为阻抗表面调制金属条带的平均表面阻抗，M为调制深度，取值范围为0～1，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。

[0015] 根据本发明的一个方面：所述介质基板的材质为F4BK225。

[0016] 根据本发明的一个方面：该天线在8.6GHz～9.0GHz内实现双模圆极化，在9.0GHz～10.5GHz内实现单模圆极化。

[0017] 在进一步的实施例中，一种基于人工表面等离激元的同频双圆极化漏波天线，包括介质基板，分别位于所述介质基板两侧的金属条带和金属地板；

[0018] 所述金属条带包括一组共面波导匹配结构和位于共面波导匹配结构之间的人工表面等离激元结构，每个所述共面波导匹配结构具有一组沿中轴线对称布置的弧形部；所述人工表面等离激元结构包括与共面波导匹配结构连接的过渡单元和位于过渡单元之间的若干个槽深周期变化的开槽单元；人工表面等离激元结构中轴线的两侧设置有倾斜的凹槽；沿共面波导匹配结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深逐渐增加；开槽单元中位于中轴线一侧的凹槽，其槽深先增加后减小，位于中轴线另一侧的凹槽，其槽深先减小后增加。

[0019] 根据本发明的一个方面，所述槽深与人工表面等离激元结构的表面阻抗虚部呈指数关系。中轴线两侧的开槽单元周期之间有预定长度的错位，中轴线两侧的凹槽的轴线相互垂直。

[0020] 有益效果：与现有技术相比，本发明的漏波天线，将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合，通过对斜表面等离激元单元结构开槽深度的调整实现对表面等离激元单元表面阻抗的调制，再通过对表面等离激元单元结构进行周期性排布后实现金属条带阻抗的表面调制，进而实现定向辐射；且采用斜45°开槽结构，上下两个边带对称并有一定的错位放置，使上下边带电场互相垂直并产生所需的90°相位差；采用双端口设计，不同的端口馈电将产生不同的辐射模式，具有宽带特性，在8.5-10.5GHz频段内，从左侧端口馈电可辐射左旋圆极化波，在8.5-9.0GHz从右侧端口馈电可辐射右旋圆极化波；可在8.6GHz～9.0GHz内实现双模圆极化，在9.0GHz～10.5GHz内实现单模圆极化，提升了天线的电磁波接受能力；另外本发明制造简单、操作方便、容易集成，只需要一步光刻过程，不仅节省造价，而且避免了多层结构引发的加工误差。

附图说明

[0021] 图1是印刷在带地介质基板上的天线上层金属条带图。

[0022] 图2是组成正弦表面阻抗一个周期的人工表面等离激元结构图。

[0023] 图3是斜45°开槽单元Unit1以及用来近似提取其表面阻抗的直开槽单元Unit2结构图。

[0024] 图4是不同槽深的直开槽单元Unit2的色散曲线图。

[0025] 图5是槽深和表面阻抗虚部的关系曲线图。

[0026] 图6是为S参数的曲线图。

[0027] 图7是仿真远场三维辐射方向图。

[0028] 图8和图9是在9.0GHz左右端口分别馈电时二维辐射方向图。

[0029] 图10是左右端口分别馈电时的轴比测量值曲线图。

具体实施方式

[0030] 下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

[0031] 本发明的漏波天线包括介质基板，金属条带以及金属地板；金属条带覆盖在介质基板上表面，金属地板覆盖在介质基板下表面；介质基板材料选择为F4BK225，厚度ts＝2mm，天线全长为311.65mm。

[0032] 如图1所示，金属条带包括两端的共面波导匹配结构1和中间的人工表面等离激元结构2；人工表面等离激元结构包括上下两个边带，每个边带包括若干人工表面等离激元单元结构，人工表面等离激元单元结构即开槽单元结构，上下两个边带之间开槽单元结构形成90°的角度可以使上下两个边带辐射出的电场互相垂直，进而得到圆极化辐射的基础条件之一。

[0033] 图1中，每个共面波导匹配结构具有一组沿中轴线对称布置的弧形部11，人工表面等离激元结构包括与共面波导匹配结构连接的过渡单元21和位于过渡单元之间的若干个槽深周期变化的开槽单元20；人工表面等离激元结构中轴线的两侧设置有倾斜的凹槽22；沿共面波导匹配结构至人工表面等离激元结构的方向，过渡段中的凹槽槽深逐渐增加；开槽单元中位于中轴线一侧的凹槽，其槽深先增加后减小，位于中轴线另一侧的凹槽，其槽深先减小后增加。槽深与人工表面等离激元结构的表面阻抗虚部呈指数关系。中轴线两侧的开槽单元周期之间有预定长度的错位，中轴线两侧的凹槽的轴线相互垂直。

[0034] 人工表面等离激元结构包括上下两个边带，每个边带包括若干人工表面等离激元单元结构，人工表面等离激元单元结构即开槽单元结构，上下两个边带之间开槽单元结构形成90°的角度可以使上下两个边带辐射出的电场互相垂直，进而得到圆极化辐射的基础条件之一。

[0035] 该天线结构将阻抗表面调制漏波天线理论和人工表面等离激元理论相结合。这种漏波天线可以通过对斜表面等离激元单元结构开槽深度的调整实现对表面等离激元单元表面阻抗的调制，再将表面等离激元单元结构进行周期性排布后实现金属条带阻抗的表面调制，进而实现定向辐射。

[0036] 如图2所示，人工表面等离激元结构的宽度为H，调制周期为P，一个调制周期P包括10个开槽单元结构，其中槽深的变化范围为1.096mm～2.910mm，利用槽深的渐变实现了表面阻抗的正弦分布；另外，上下两个边带上的人工表面等离激元单元结构对应周期之间有长度为D的错位；天线共有16个调制周期组成。

[0037] 如图3所示，斜45°实际的开槽单元3，记为Unit1，用来近似提取其表面阻抗的直开槽单元4，记为Unit2。

[0038] 其中，Unit1的开槽宽度为a，开槽深度为h，单元宽度为d，单元高度为H/2，周期性蚀刻金属条带上下两边带错位长度即为上下两个边带上的人工表面等离激元单元结构对应周期之间有长度D。

[0039] Unit2是用来近似提取其表面阻抗的直开槽单元结构图，开槽宽度为a，开槽深度为 单元宽度为d，单元高度为

[0040] 其中a＝1.19mm，d＝1.7mm，D＝2.835×d；Unit1的开槽深度h为根据正弦阻抗表面需要所确定的以5个数据为一组的数值从大到小依次为2.910mm，2.856mm，2.550mm，1.783mm和1.096mm。

[0041] 发射信号时，能量经焊接在两端的SMA接头输入天线，经过共面波导的匹配后经周期调制的人工表面等离激元结构辐射出去。

[0042] 在本实施例中，人工表面等离激元结构的表面阻抗可以由以下公式得出：

[0043]

[0044] 其中，Xs为平均表面阻抗，M为调制深度，P为调制周期，x方向为电磁波沿着正弦阻抗表面的传播方向。

[0045] 由正弦阻抗表面所激发的-1次快波总是最先辐射出来，辐射角度θ-1可以由下式计算：

[0046]

[0047] 其中X'＝Xs/η0是根据自由空间波阻抗η0＝376.7ohm归一化得到的系数，是在设计频点f0处的波数，c为光速，P为调制周期。

[0048] 如图4所示的不同槽深的单元Unit2的色散曲线，可以看到不同槽深对应着不同的色散截止频率,且槽深越大截止频率越低。

[0049] 如图5所示，为槽深h和表面阻抗ηsurf虚部的关系曲线，纵坐标为表面阻抗，单位为虚数jΩ，这里j为纯虚数，Ω表示欧姆。横坐标为槽深h，单位为mm，表示毫米，开槽单元结构的其他尺寸与前面给出的数据一致。

[0050] 由公式(1)和(2)，就可以根据图5不同槽深的单元的色散曲线计算出图6的阻抗曲线，进而设计不同辐射角度。

[0051] 以9.0GHz处的辐射为例，设计辐射角度为16°，进而计算出X'为2.01，所以Xs＝758ohm。我们选择调制深度M＝0.43，那么阻抗的变化范围就需要从430ohm到1082ohm，采样点为5个槽深。对应列表如下：

[0052]采样点 1 2 3 4 5
h/mm 1.096 1.783 2.550 2.865 2.910
Im(ηsurf)/ohm 430 532 754 1005 1082

[0053] 据此即可设计出周期调制天线结构。

[0054] 如图6所示，本发明的天线工作在9.0GHz，其中S11(S22)是端口一(二)的反射系数,S21(S12)是端口一(二)到端口二(一)的传输系数,可以看出S参数的测量结果与其仿真结果稍有偏差，这是加工导致的合理偏差。

[0055] 如图7所示，上部三个图为从左侧端口(端口1)馈电时频率分别为8.6GHz，9.4GHz和10.3GHz的远场三维辐射方向图，下部三个图为从右侧端口(端口2)馈电时频率分别为8.6GHz，9.4GHz和10.3GHz的远场三维辐射方向图，可以看出波瓣宽度覆盖了上半空间，而且具有很好的频率扫描特性。

[0056] 如图8和9所示的在9.0GHz左右端口分别馈电时二维辐射方向图，其中，LHCP曲线为左旋圆极化模式方向图，RHCP曲线为右旋圆极化模式方向图，可以看出明显的交叉极化对比。其在9.0GHz的仿真辐射角度为11°，和理论设计的结果有误差，可以认为是Unit1到Unit2近似带来的合理误差。

[0057] 图10为左右端口分别馈电时的轴比测量值，其中，AR_端口1曲线为左侧端口馈电时的轴比随频率变化图，根据圆极化条件AR≤3可知，在8.63GHz到10.50GHz范围内天线实现了圆极化辐射。AR_端口2曲线为左侧端口馈电时的轴比随频率变化图，根据圆极化条件AR≤3可知，在8.63GHz到8.95GHz范围内天线实现了圆极化辐射。因此在8.63GHz到8.95GHz范围内天线实现了双模圆极化辐射。

[0058] 本发明中的天线根据工作频段不同，可采用不同加工工艺实现。