并网变流器输出锁相环系统及控制方法

摘要

本发明公开了一种并网变流器输出锁相环系统及控制方法，所述并网变流器输出锁相环系统包括：Clark变换模块，对并网变流器输出的三相电压信号进行Clark变换；延时消除模块，对αβ坐标系下的两相电压进行延时消除；Park变换模块，根据初始输出相位对消除延时后的αβ坐标系下的两相电压进行Park变换；PI调节器，对q轴信号进行PI调节；积分模块，对电网电压估计值进行积分处理以获得初始输出相位；放大模块，对频率调节误差进行放大处理以获得相位补偿量；叠加模块，对初始输出相位和相位补偿量进行叠加处理以获得最终输出相位。本发明提供的并网变流器输出锁相环系统及控制方法，能够在系统电压不平衡或畸变时准确地获得并网变流器输出电压的基波频率和相位信息。

权利要求

1.一种并网变流器输出锁相环系统，其特征在于，包括：Clark变换模块，用于对并网变流器输出的三相电压信号进行Clark变换以获得αβ坐标系下的两相电压；

延时消除模块，用于对αβ坐标系下的两相电压进行延时消除以获得消除延时后的αβ坐标系下的两相电压；

Park变换模块，用于根据初始输出相位对消除延时后的αβ坐标系下的两相电压进行Park变换以获得d轴信号和q轴信号；

PI调节器，用于对q轴信号进行PI调节以获得电网电压估计值和频率调节误差；

积分模块，用于对电网电压估计值进行积分处理以获得初始输出相位；

放大模块，用于对频率调节误差进行放大处理以获得相位补偿量；

叠加模块，用于对初始输出相位和相位补偿量进行叠加处理以获得最终输出相位；

所述延时消除模块的传递函数 其中，n＝2m且m为正整数，s为复数频率，e为自然常数，j为虚数单位，T＝0.02秒；或所述延时消除模块的传递函数其中，m为大于1的正整数，s为复数频率，e为自然常数，j为虚数单位，T＝0.02秒。

2.根据权利要求1所述的并网变流器输出锁相环系统，其特征在于，所述放大模块的放大系数

3.根据权利要求1所述的并网变流器输出锁相环系统，其特征在于，所述放大模块的放大系数

4.一种并网变流器输出控制方法，其特征在于，包括：以直流母线电压平均值为被控量，在直流电压反馈通道中加入陷波器；

分别在正负序双旋转坐标系下设置正负序电流解耦控制器，其中，正序有功电流指令由直流外环决定，负序有功电流指令为零，正序无功电流指令根据调度无功电压控制系统产生的无功调节目标获得，负序无功电流指令根据 获得， 为并网变流器输出电流的负序q轴分量， 为电网电压负序d轴分量， 为并网变流器输出电流的正序q轴分量， 为电网电压正序d轴分量，ω0为基波频率，Lg为并网变流器并网电感；

经过PI调节进行电流跟踪控制，并考虑dq坐标系下的电流解耦控制；

将经过电流解耦控制后获取的信号分别与正负序双旋转坐标系下的电压分量进行叠加，叠加后的信号的相位为权利要求1至3任一项所述的并网变流器输出锁相环系统中的最终输出相位；

对叠加后的信号进行双坐标变换以获得调制信号，并将调制信号通过PWM变换输出至并网变流器的IGBT的控制端。

5.根据权利要求4所述的并网变流器输出控制方法，其特征在于，所述陷波器的中心频率为基波频率的两倍。

6.根据权利要求5所述的并网变流器输出控制方法，其特征在于，所述陷波器的传递函数为 其中，ζ为阻尼系数。

说明书

并网变流器输出锁相环系统及控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种并网变流器输出锁相环系统及控制方法。

背景技术

[0002] 随着新能源发电、微网、高压直流输电等交直流混合系统的发展，作为功率交换接口的电力电子变流器在电力系统中得到越来越多的使用。并网变流器作为一类重要的电力电子装置，主要包括用于基波应用的风力发电并网逆变器、光伏并网逆变器、静止无功发生器和用于电网谐波治理的并联电力有源滤波器。

[0003] 电网电压在理想状态下是三相对称的，但在实际电网中，常会出现电网电压三相不平衡，包括正常性的小值不平衡与故障性的暂态不对称电压跌落。很小的不平衡电压将造成并网变流器的电流高度不平衡与畸变，进而导致直流侧母线电压发生振荡，影响电网的稳定性。工作稳定、响应迅速的基波频率和相位跟踪系统是确保并网变流器稳定运行的关键，目前大多采用工频软件锁相算法实现电网电压的基波频率和相位实时检测，此种方法抗干扰性强，无需高精度高精密元件就能获得理想的检测精度。与电网正常运行下的控制策略相类似，并网变流器在电网不平衡状态下的内环控制主要有电流控制和直接功率控制两种，通常采用抑制有功功率二倍频脉动来消除直流侧母线电压二次谐波为控制目标的风机控制策略。然而，必要的正负序分量分离所带来的延时将使电流反馈量存在幅值与相位误差，影响整个控制系统的动态性能。

发明内容

[0004] 本发明所要解决的是并网变流器输出正负序分量分离所带来的延时使电流反馈量存在幅值与相位误差、导致整个系统动态性能差的问题。

[0005] 本发明通过下述技术方案实现：

[0006] 一种并网变流器输出锁相环系统，包括：Clark变换模块，用于对并网变流器输出的三相电压信号进行Clark变换以获得αβ坐标系下的两相电压；延时消除模块，用于对αβ坐标系下的两相电压进行延时消除以获得消除延时后的αβ坐标系下的两相电压；Park变换模块，用于根据初始输出相位对消除延时后的αβ坐标系下的两相电压进行Park变换以获得d轴信号和q轴信号；PI调节器，用于对q轴信号进行PI调节以获得电网电压估计值和频率调节误差；积分模块，用于对电网电压估计值进行积分处理以获得初始输出相位；放大模块，用于对频率调节误差进行放大处理以获得相位补偿量；叠加模块，用于对初始输出相位和相位补偿量进行叠加处理以获得最终输出相位。

[0007] 本发明提供的并网变流器输出锁相环系统能够准确快速地提取基波正序电压的幅值、相位以及频率，精度和动态特性远优于传统锁相算法。并且，本发明提供的系统可以通过软件编程实现，抗干扰性强；通过采用闭环控制，稳定性高，跟踪速度较快，暂态响应时间小于20ms，锁相频率范围较为宽泛，约45～60Hz，不受系统电压的谐波和瞬时跌落等工况的干扰，为并网变流器提供准确的系统同步相位信号。

[0008] 可选的，所述延时消除模块的传递函数 其中，n＝2m且m为正整数，s为复数频率，e为自然常数，j为虚数单位，T＝0.02秒。

[0009] 可选的，所述放大模块的放大系数

[0010] 可选的，所述延时消除模块的传递函数 其中，m为大于1的正整数，s为复数频率，e为自然常数，j为虚数单位，T＝0.02秒。由于电网电压的谐波含量频谱较广，对αβ坐标系下的两相电压进行多次延时消除处理可以进一步改善滤波性能。

[0011] 可选的，所述放大模块的放大系数

[0012] 基于上述并网变流器输出锁相环系统，本发明还提供一种并网变流器输出控制方法，包括：以直流母线电压平均值为被控量，在直流电压反馈通道中加入陷波器；分别在正负序双旋转坐标系下设置正负序电流解耦控制器，其中，正序有功电流指令由直流外环决定，负序有功电流指令为零，正序无功电流指令根据调度无功电压控制系统产生的无功调节目标获得，负序无功电流指令根据 获得， 为并网变流器输出电流的负序q轴分量， 为电网电压负序d轴分量， 为并网变流器输出电流的正序q轴分量，为电网电压正序d轴分量，ω0为基波频率，Lg为并网变流器并网电感；经过PI调节进行电流跟踪控制，并考虑dq坐标系下的电流解耦控制；将经过电流解耦控制后获取的信号分别与正负序双旋转坐标系下的电压分量进行叠加，叠加后的信号的相位为权利要求1至5任一项所述的并网变流器输出锁相环系统中的最终输出相位；对叠加后的信号进行双坐标变换以获得调制信号，并将调制信号通过PWM变换输出至并网变流器的IGBT的控制端。

[0013] 本发明提供的并网变流器输出控制方法，采用正负序双电流解耦控制策略，能够显著提高并网变流器所在设备在电网电压不平衡时的适应能力。

[0014] 可选的，所述陷波器的中心频率为基波频率的两倍。

[0015] 可选的，所述陷波器的传递函数为 其中，ζ为阻尼系数。

[0016] 本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

[0017] 本发明提供的并网变流器输出锁相环系统及控制方法，在系统电压不平衡或畸变时能够准确地获得并网变流器输出电压的基波频率和相位信息，减小因正负序分量分离所带来的延时使电流反馈量存在的幅值与相位误差。在此基础上提出的并网变流器输出控制方法，采用正负序双电流解耦控制策略，能够显著提高并网变流器所在设备在电网电压不平衡时的适应能力。

附图说明

[0018] 此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

[0019] 图1是本发明实施例的并网变流器输出锁相环系统的结构示意图；

[0020] 图2是本发明实施例进行一次延时消除处理时延时消除模块的频率特性曲线；

[0021] 图3是本发明实施例进行多次延时消除处理时延时消除模块的频率特性曲线；

[0022] 图4是本发明实施例的并网变流器输出锁相环系统的小信号模型；

[0023] 图5是本发明实施例的并网变流器输出控制策略的结构示意图；

[0024] 图6是本发明实施例在电网A相电压跌落至0.5p.u.时锁相环系统输出的效果示意图；

[0025] 图7是本发明实施例在电网A相电压跌落至0.5p.u.时并网变流器和机侧变流器控制效果示意图。

具体实施方式

[0026] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

[0027] 实施例1

[0028] 图1是本实施例的并网变流器输出锁相环系统的结构示意图，所述并网变流器输出锁相环系统包括Clark变换模块11、延时消除模块12、Park变换模块13、PI调节器14、积分模块15、放大模块16以及叠加模块17。

[0029] 具体地，所述Clark变换模块11用于对并网变流器输出的三相电压信号va、vb以及vc进行Clark变换以获得αβ坐标系下的两相电压vα和vβ，即将并网变流器输出的三相电压信号va、vb以及vc从abc坐标系下变换到αβ坐标系下。本领域技术人员知晓Clark变换的具体实现方法，在此不再赘述。

[0030] 所述延时消除模块12用于对αβ坐标系下的两相电压vα和vβ进行延时消除(DSC，Delayed Signal Cancellation)以获得消除延时后的αβ坐标系下的两相电压 和 本实施例提供所述延时消除模块12的一种传递函数为：

[0031]

[0032] 其中，n为延时因子，n＝2m且m为正整数，s为复数频率，e为自然常数，j为虚数单位，T＝0.02秒。所述延时消除模块12对应的频域传递函数如下：

[0033]

[0034] 由式(2)可得：

[0035]

[0036] 其中，k＝0,±1,±2,±3,…，G为频域传递函数的幅值，φ为频域传递函数的相角，ω为输入信号各组成频率， 为基波频率。当n＝4时，所述延时消除模块12的频率特性曲线如图2所示。可以看出，当n＝4时，所述延时消除模块12可以有效滤除4k-1次谐波，但4k+1次谐波则毫无衰减，对基波信号没有相位滞后和幅值衰减。

[0037] 由于电网电压的谐波含量频谱较广，为了改善滤波性能，可以对αβ坐标系下的两相电压vα和vβ进行多次延时消除。基于此，本实施例提供所述延时消除模块12的另一种传递函数为：

[0038]

[0039] 当m＝5时，所述延时消除模块12的频率特性曲线如图3所示。不难看出，所述延时消除模块12在整数次谐波频率处可完全消除谐波含量，由此显著地改善锁相环系统的控制精度。

[0040] 所述Park变换模块13用于根据初始输出相位 对消除延时后的αβ坐标系下的两相电压 和 进行Park变换以获得d轴信号vd和q轴信号vq，即将消除延时后的αβ坐标系下的两相电压 和 从αβ坐标系下变换到dq坐标系下。本领域技术人员知晓Park变换的具体实现方法，在此不再赘述。

[0041] 所述PI调节器14用于对q轴信号vq进行PI调节以获得电网电压估计值和频率调节误差Δωi，所述积分模块15用于对所述电网电压估计值进行积分处理以获得所述初始输出相位 所述放大模块16用于对所述频率调节误差Δωi进行放大处理以获得相位补偿量 所述叠加模块17用于对所述初始输出相位 和所述相位补偿量 进行叠加处理以获得最终输出相位θo，所述PI调节器14的相位滞后效应通过所述放大模块16构成的前馈通路进行补偿。其中，所述PI调节器14的比例系数kp、所述PI调节器14的积分系数ki以及所述放大模块16的放大系数 可根据实际需求进行设置。以对αβ坐标系下的两相电压vα和vβ进行五次延时消除为例，即以m＝5为例，本实施例提供上述参数的一种具体值。

[0042] 首先，建立图1所示的并网变流器输出锁相环系统的小信号模型，如图4所示。其中，所述延时消除模块12的传递函数为：

[0043]

[0044] 则基于小信号模型的闭环传递函数为：

[0045]

[0046] 其中，延迟环节可用一阶Pade变换来近似，即为：

[0047]

[0048] 综合式(6)和式(7)，本实施例提供的锁相环系统的闭环传递函数为：

[0049]

[0050] 令 假设锁相环系统的相位裕度为55°，则计算得到kp＝440、ki＝48361。其中，ζ为阻尼系数，锁相环系统的相位裕度可设计在40°至60°之间。

[0051] 此外，所述放大模块16的放大系数为：

[0052]

[0053] 根据该前馈环节可有效补偿延时信号消除产生的相位误差，实现电网电压基频相位的精确跟踪。

[0054] 实施例2

[0055] 根据实施例1提供的并网变流器输出锁相环系统，本实施例提供一种在电网不平衡条件下的并网变流器输出控制方法。当电网三相不平衡时，电压负序分量将会导致并网变流器输出瞬时功率两倍频波动，进而引起直流母线电压的波动。该波动过大则会触发变流器的直流过电压/欠电压保护。为避免上述现象，需要对并网变流器输出负序电流加以控制。

[0056] 根据瞬时功率理论，计算并网变流器输出有功功率为：

[0057] Pc＝Pc0++Pc0-+P1cos(2ω0t)+P2sin(2ω0t)   式(10)

[0058] 式中，

[0059]

[0060] 其中，Pc0+为平均有功功率正序分量，Pc0-为平均有功功率负序分量，P1为2倍工频的有功波动分量的余弦项，P2为2倍工频的有功波动分量的正弦项， 为并网变流器交流输出侧电压的正序d轴分量， 为并网变流器输出电流的正序d轴分量， 为并网变流器交流输出侧电压的正序q轴分量， 为并网变流器输出电流的正序q轴分量， 为并网变流器交流输出侧电压的负序d轴分量， 为并网变流器输出电流的负序d轴分量， 为并网变流器交流输出侧电压的负序q轴分量， 为并网变流器输出电流的负序q轴分量。

[0061] 为了消除直流母线电压的两倍工频波动，需满足P1＝P2＝0。若定义正序同步旋转+ P P坐标系的d 轴与正序电压矢量重合，则电网电压矢量在正负序同步旋转坐标系下d /q 与dN/qN轴分量为：

[0062]

[0063] 其中， 为电网电压正序d轴分量， 为电网电压正序q轴分量， 为电网电压负序d轴分量， 为电网电压负序q轴分量。

[0064] 依据叠加原理，得到正负序同步旋转坐标系下正序分量的电压方程分别表示为：

[0065]

[0066] 正负序同步旋转坐标系下负序分量的电压方程分别表示为：

[0067]

[0068] 其中，Rg为并网变流器并网电阻，Lg为并网变流器并网电感。

[0069] 根据式(10)至式(14)，建立图5所示的电网电压不平衡条件下的正负序双电流环控制策略图。为充分为电网提供无功电流支撑，可根据电网调度员或并网导则的要求，注入指定的正序无功电流。在此基础上，并网变流器的剩余容量用于控制负序电流分量，以减少直流母线电压的波动。若正序无功电流指令较小，则通过控制负序电流分量可完全消除直流母线电压的波动；若为较大的正序无功电流指令，则可利用并网变流器剩余容量，最大程度地减少直流母线电压波动。

[0070] 为了避免直流电压波动对并网变流器输出电流造成影响，并网变流器以直流母线电压平均值Udc为被控量，在直流电压反馈通道中加入中心频率为两倍基波频率的陷波器，所述陷波器的传递函数为 其中，陷波器的阻尼系数ζ＝0.7，如图5所示。

[0071] 为了实现并网变流器正负序电流的控制，分别在正负序双旋转坐标系下设置正负序电流解耦控制器，其中，正序有功电流指令 由直流电压控制外环决定，负序有功电流指令 为零，正序无功电流指令 根据调度无功电压控制系统产生的无功调节目标获得，负序无功电流指令 则根据下式得到：

[0072]

[0073] 进一步，经过PI调节进行电流跟踪控制，并考虑dq坐标系下的电流解耦控制；将经过电流解耦控制后获取的信号分别与正负序双旋转坐标系下的电压分量进行叠加，叠加后的信号的相位θPLL为实施例1所述的并网变流器输出锁相环系统中的最终输出相位θo；对叠加后的信号进行双坐标变换以获得调制信号ucαβref，并将调制信号ucαβref通过PWM变换输出至并网变流器的IGBT的控制端。

[0074] 为了验证本实施例的并网变流器输出控制方法的有效性和正确性，图6和图7分别为直驱风机系统在电网A相电压跌落至0.5p.u.时锁相环系统输出的效果示意图以及并网变流器和机侧变流器控制效果示意图。图6的波形从上到下依次为网侧三相电压、锁相环系统提取的电压正负序分量、锁相环系统提取的基波频率以及锁相环系统提取的基波相位，图7的波形从上到下依次为网侧三相电压、网侧电流、直流侧电容电压、网侧功率、机侧功率、机侧电流、转速以及根据最大功率跟踪控制获取的转速参考值。

[0075] 从图6和图7可以看出，当电网A相电压跌落至50％时，锁相环系统能够准确地提取电压的正负序分量，为同步坐标系下的控制环节提供准确及时的电压基波相位信息。直流侧稳定在给定值1050V附近，无二倍频波动分量。同时，网侧三相电流互差120°，三相电流畸变率较小，输出的有功功率仍保持不变，机侧与故障前的波形较为一致。从控制策略中各电流控制环和直流电压控制环的误差来看，尽管发生电压三相不平衡后电流环的dq轴参考值发生变化，但dq轴的电流仍能跟踪上电流参考值的变化，确保了电流环的稳定输出，同时直流侧电压控制也一直保持稳定运行，机侧无明显变化。

[0076] 以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。