用于直流-直流电源调节的稳压器

摘要

本发明公开了用于直流‑直流电源调节的稳压器，其中一种稳压器包括：控制器，当驱动信号为开状态时，对连接节点进行充电，以及当所述驱动信号为关状态时，停止对所述连接节点充电，以控制所述稳压器的输出电压和负载电流；耦接于所述控制器的后端电路，用于在第一模式和第二模式之间进行切换，以通过不同的机制控制所述驱动信号的转换；其中，当模式切换标准满足时，所述后端电路从所述第二模式切换为所述第一模式；其中，所述模式切换标准不依赖对所述输出电压的测量。在该种稳压器中，后端电路的模式切换标准不依赖对输出电压的反馈测量，由此，本发明的稳压器不需要升高输出电压来区别不同模式。

权利要求

1.一种用于直流-直流电源调节的稳压器，其特征在于，包括：控制器，当驱动信号为开状态时，对连接节点进行充电，以及当所述驱动信号为关状态时，停止对所述连接节点充电，以控制所述稳压器的输出电压和负载电流；

耦接于所述控制器的后端电路，用于在第一模式和第二模式之间进行切换，以通过不同的机制控制所述驱动信号的转换；

其中，当模式切换标准满足时，所述后端电路从所述第二模式切换为所述第一模式；

其中，所述模式切换标准不依赖对所述输出电压的测量；

其中，在所述第一模式，当控制电压与斜坡信号交叉时，所述后端电路使所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态；

其中，所述斜坡信号在触发信号从关状态转换为开状态时，开始上升；

所述后端电路从所述第二模式切换为所述第一模式，包括：当所述模式切换标准满足，在开始所述第一模式之前，运行在预测模式；

在所述预测模式，通过在所述第二模式下相同的机制控制所述驱动信号的转换，并当所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，使用所述驱动信号作为所述用于触发所述斜坡信号开始上升的触发信号，以及当所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，记录所述斜坡信号到达的电压为端电压；

当所述预测模式结束后，将所述控制电压设置为所述端电压以开始所述第一模式。

2.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述负载电流大于高电流阈值时，所述模式切换标准满足。

3.如权利要求2所述的稳压器，其特征在于，

当所述负载电流小于低电流阈值时，所述后端电路从所述第一模式切换至所述第二模式；

其中，所述高电流阈值大于所述低电流阈值。

4.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述关状态持续的时间小于时间阈值时，所述模式切换标准满足。

5.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述关状态持续的时间大于第二时间阈值时，所述后端电路从所述第一模式切换至所述第二模式。

6.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述开状态持续的时间小于第三时间阈值时，所述后端电路从所述第一模式切换至所述第二模式。

7.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述负载电流小于低电流阈值时，所述后端电路从所述第一模式切换至所述第二模式。

8.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述驱动信号从所述关状态转换至所述开状态的频率大于频率阈值时，所述模式切换标准满足。

9.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，当所述连接节点处的电流跨越一个电流电平的次数超过预定次数时，所述后端电路从所述第一模式切换至所述第二模式。

10.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，

在所述第一模式，当具有恒定频率的时钟触发时，所述后端电路控制所述驱动信号从所述关状态转换为所述开状态。

11.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，所述后端电路从所述第二模式切换为所述第一模式还包括：当开始所述第一模式，使用具有恒定频率的时钟作为所述触发信号。

12.如权利要求1所述的稳压器，其特征在于，所述控制电压为控制节点的电压，所述后端电路包括：误差放大器，耦接于所述控制节点，用于根据参考电压和所述输出电压之间的差值驱动所述控制节点；

预测器，耦接于所述控制节点、第一电容器以及第二电容器；

其中，在所述第二模式和所述预测模式，所述预测器将所述第二电容器导通至所述控制节点，停止将所述第一电容器导通至所述控制节点；在所述预测模式，所述预测器对所述第一电容器进行充电，以便记录所述端电压；当开始所述第一模式，所述预测器将所述第一电容器导通至所述控制节点，停止将所述第二电容器导通至所述控制节点。

13.如权利要求12所述的稳压器，其特征在于，

在所述预测模式，所述后端电路使用所述驱动信号作为所述触发信号在预设次数的预测周期内迭代地触发所述斜坡信号开始上升，且在每一个所述预测周期更新所述端电压。

14.如权利要求13所述的稳压器，其特征在于，在每一个所述预测周期，当所述驱动信号为开状态，所述预测器对所述第一电容器进行充电，以更新所述端电压。

15.如权利要求14所述的稳压器，其特征在于，在多个预测周期中的其中一个预测周期，当所述驱动信号为关状态，所述预测器对所述第一电容器进行放电。

16.如权利要求12所述的稳压器，其特征在于，所述后端电路还包括：耦接于所述控制节点的斜坡比较器；

耦接于所述斜坡比较器的斜坡电路；

在所述第一模式，所述斜坡比较器比较所述控制电压是否与所述斜坡信号先后交叉；

在所述第一模式和所述预测模式，当所述触发信号从所述关状态转换为所述开状态，所述斜坡电路控制所述斜坡信号开始上升；

在所述第二模式，所述斜坡电路控制所述斜坡信号不上升。

17.一种用于直流-直流电源调节的稳压器，其特征在于，包括：控制器，当驱动信号为开状态时，对连接节点进行充电，以及当所述驱动信号为关状态时，停止对所述连接节点充电，以控制所述稳压器的输出电压和负载电流；

耦接于所述控制器的后端电路，用于在第一模式和第二模式之间进行切换，以通过不同的机制控制所述驱动信号的转换；

在所述第一模式，所述后端电路使用时钟作为触发信号，且当控制电压与斜坡信号交叉时，控制所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，其中，当所述触发信号从关状态转换为开状态时，所述斜坡信号开始上升；

所述后端电路从所述第二模式切换至所述第一模式，包括：在开始所述第一模式之前，运行在预测模式；

在所述预测模式，通过在所述第二模式下相同的机制控制所述驱动信号的转换，并当所述驱动信号从所述关状态转换为所述开状态，使用所述驱动信号作为所述用于触发所述斜坡信号开始上升的触发信号，以及当所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，记录所述斜坡信号到达的电压为端电压；

当所述预测模式结束后，将所述控制电压设置为所述端电压以开始所述第一模式。

18.如权利要求17所述的稳压器，其特征在于，

在所述预测模式，所述后端电路使用所述驱动信号作为所述触发信号在预设次数的预测周期内迭代地触发所述斜坡信号开始上升，且在每一个所述预测周期更新所述端电压。

19.如权利要求17所述的稳压器，其特征在于，所述控制电压为控制节点的电压，所述后端电路包括：预测器，耦接于所述控制节点、第一电容器以及第二电容器；

在所述第二模式和所述预测模式，所述预测器将所述第二电容器导通至所述控制节点，停止将所述第一电容器导通至所述控制节点；在所述预测模式，当所述驱动信号为开状态，所述预测器对所述第一电容器进行充电，以便记录所述端电压；当开始所述第一模式，所述预测器将所述第一电容器导通至所述控制节点，停止将所述第二电容器导通至所述控制节点。

说明书

用于直流-直流电源调节的稳压器

【技术领域】

[0001] 本发明涉及电源调节技术领域，尤其涉及用于直流-直流电源调节的稳压器。【背景技术】

[0002] 用于直流-直流电源调节的稳压器，例如，降压稳压器(转换器)，可将直流电源的未经调节的电源转换为可用于负载的调节后的电压和电流，因此，稳压器成为当代电子器件的必备组件，所述电子器件例如为智能电路、移动电话、平板电脑、笔记本电脑、便携式计算机、数字照相机、数字摄像机、手持游戏机、可穿戴装置(眼镜、腕带、手表、臂环、耳机等)等。【发明内容】

[0003] 本发明公开了用于直流-直流电源调节的稳压器，可不需要稳压器升高输出电压来区别不同的模式。

[0004] 本发明提供的其中一种用于直流-直流电源调节的稳压器，其特征在于，包括：控制器，当驱动信号为开状态时，对连接节点进行充电，以及当所述驱动信号为关状态时，停止对所述连接节点充电，以控制所述稳压器的输出电压和负载电流；耦接于所述控制器的后端电路，用于在第一模式和第二模式之间进行切换，以通过不同的机制控制所述驱动信号的转换；其中，当模式切换标准满足时，所述后端电路从所述第二模式切换为所述第一模式；其中，所述模式切换标准不依赖对所述输出电压的测量。在该种稳压器中，后端电路的模式切换标准不依赖对输出电压的反馈测量，由此，本发明的稳压器不需要升高输出电压来区别不同模式。

[0005] 本发明提供的另一种用于直流-直流电源调节的稳压器，其特征在于，包括：控制器，当驱动信号为开状态时，对连接节点进行充电，以及当所述驱动信号为关状态时，停止对所述连接节点充电，以控制所述稳压器的输出电压和负载电流；耦接于所述控制器的后端电路，用于在第一模式和第二模式之间进行切换，以通过不同的机制控制所述驱动信号的转换；在所述第一模式，所述后端电路使用时钟作为触发信号，且当控制电压与斜坡信号交叉时，控制所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，其中，当所述触发信号从关状态转换为开状态时，所述斜坡信号开始上升；所述后端电路从所述第二模式切换至所述第一模式，包括：在开始所述第一模式之前，运行在预测模式；在所述预测模式，通过在所述第二模式下相同的机制控制所述驱动信号的转换，并当所述驱动信号从所述关状态转换为所述开状态，使用所述驱动信号作为所述用于触发所述斜坡信号开始上升的触发信号，以及当所述驱动信号从所述开状态转换为所述关状态，记录所述斜坡信号到达的电压为端电压；当所述预测模式结束后，将所述控制电压设置为所述端电压以开始所述第一模式。在该种稳压器中，后端电路420通过第二至第一模式切换标准满足时，在开始第一模式之前，先运行在预测模式的方式来从第二模式切换为第一模式。由此可实现平滑的模式切换，避免现有技术中输出电压会遭遇较大下降的缺陷。【附图说明】

[0006] 图1示出现有技术的稳压器100。

[0007] 图2示出稳压器100的脉冲宽度调制操作。

[0008] 图3a示出当稳压器100运行在脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式下的输出电压Vop的波形。

[0009] 图3b通过输出电压Vop、控制电压Vc0、斜坡信号Vramp0、负载电流iLD0以及模式标志信号FLAG0等的波形示出稳压器100的模式切换操作。

[0010] 图4根据本发明的一个实施例示出稳压器400。

[0011] 图5根据本发明的一个实施例示出稳压器400的操作。

[0012] 图6根据本发明的一个实施例示出稳压器400的操作。

[0013] 图7根据本发明的一个实施例示出电子装置700。

[0014] 图8根据本发明的一个实施例示出用于触发稳压器rglt[1]-rglt[8]的周期充电的时钟ck[1]-ck[8]。

[0015] 图9a示出所述第一模式下的操作。

[0016] 图9b示出第二模式下的操作。

[0017] 图10示出预测模式的操作。

[0018] 图11示出的稳压器400的模式切换操作，在本实施例中，通过输出电压Vout、控制电压Vc、斜坡信号Vramp、负载电流iLD0和模式标志信号FLAG的波形描述稳压器400的模式切换。

[0019] 图12根据本发明的一个实施例示出稳压器400的模式切换，图12示例性地示出输出电压Vout、电流iLoad和iL、斜坡信号Vramp和Vramp2、电容器C1和电容器C2分别持有的电压Vc1和Vc2的波形。

[0020] 图13其示出本发明的包括预测模式和不包括预测模式的模式切换的性能差异。【具体实施方式】

[0021] 在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”及“包括”为一开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。“大体上”是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。此外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电性连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表该第一装置可直接电性连接于该第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电性连接至该第二装置。以下所述为实施本发明的较佳方式，目的在于说明本发明的精神而非用以限定本发明的保护范围，本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

[0022] 请参考图1示出的现有技术的稳压器100。稳压器100向耦接于节点np1和接地节点G之间的负载110提供调节后的输出电压Vop和负载电流iLD0。稳压器100包括控制器102、误差放大器104、电阻器R0、电容器C0、斜坡比较器106、斜坡电路108以及钳位电路112。误差放大器104包括耦接于恒定参考电压Vref0的正输入端(在图1中标记为“+”)，耦接于电压Vop的反馈测量的负输入端(在图1中标记为“-”)，以及耦接于节点nc0的输出端。电阻器R0和电容器C0串联连接在节点nc0和G之间。钳位电路112耦接于节点nc0。比较器106耦接于节点nc0、斜坡电路108与控制器102之间。

[0023] 当驱动信号sw0为开状态(open)，控制器102通过对节点np0充电来控制电压Vop和电流iLD0，且当驱动信号sw0为关状态(off)，控制器102停止对节点np0充电。为协助控制器102，在节点np0和np1之间耦接电感器L，以及在节点np1和G之间耦接电容器C。当控制器通过转发未调节的电源Vi至节点np0来对节点np0进行充电，电源Vi提供的能量对电感器L进行充电，电压Vop向上波动(ripple upward)。当控制器通过停止转发所述未调节的电源Vi至节点np0来停止对节点np0充电，提供至电感器L上的能量对负载110放电，电压Vop向下波动(ripple downward)。

[0024] 稳压器100可工作在脉冲宽度调制模式来控制所述驱动信号sw0在开和关状态之间转换。在参考图1的同时，请参考图2示出的稳压器100的脉冲宽度调制操作。在脉冲宽度调制模式下，误差放大器104根据参考电压Vref0和输出电压Vop之间的差值驱动节点nc0，由此在节点nc0处产生控制电压Vc0。斜坡电路108产生锯齿形斜坡信号Vramp0，并控制所述斜坡信号Vramp0在时钟clk的每一个上升沿形成斜坡(例如，以给定的斜率线性升高)，其中，时钟clk为恒定的周期T0。比较器106比较控制电压Vc0是否与斜坡信号Vramp0交叉，并当所述控制电压Vc0与斜坡信号Vramp0交叉时，控制所述驱动信号sw0发生转换。钳位电路112钳住控制电压Vc0。

[0025] 对于负载的改变，脉冲宽度调制模式响应较慢，如图2所示，要求负载电流iLD0在时间点ta1-ta2之间快速地上升。但是，由于在该需求产生时稳压器100已经停止充电并且在时钟clk的下一上升沿到来(在时间点ta3)之前也不会重新开始充电，稳压器100不能立即响应该上升需求。因此，输出电压Vop产生较大的电压降落Vdip。除脉冲宽度调制模式之外，也可使用脉冲频率调制模式控制驱动信号sw0的转换。所不同的是，脉冲宽度调制模式以固定的时间间隔(也即，时钟clk的周期T0)周期地充电，而脉冲频率调制模式以变化的时间间隔不周期地充电。

[0026] 当模式切换标准满足时，稳压器100从脉冲频率调制模式切换为脉冲宽度调制模式。根据现有技术，当输出电压Vop的反馈测量指示输出电压Vop下降至低于给定的电压Vref1，满足模式切换标准。稳压器100因此包括比较器120用于比较输出电压Vop是否小于电压阈值Vref1。换言之，稳压器100的模式切换标准依赖对输出电压Vop的测量。

[0027] 在参考图1的同时，请参考图3a示出的当稳压器100运行在脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式下的输出电压Vop的波形。如图3a所示，在时间点tb1之前，稳压器100运行在脉冲频率调制模式，在时间点tb1满足模式切换标准，因此稳压器100切换为运行在脉冲宽度调制模式。在所述两种模式的任一个中，对稳压器100进行充放电使得电压Vop向上波动或者向下波动。但是，当稳压器100调节电压Vop追踪目标电压VOSEL，稳压器100需要将电压Vop升高为比目标电压VOSEL高出额外的电压Vpfm以便运行在脉冲频率调制模式。原因在于，稳压器100的模式切换标准依赖电压Vop，如果在脉冲频率调制模式下稳压器100没有将电压Vop升高为比目标电压VOSEL高出电压Vpfm，即使在负载的需求并未发生改变，但电压Vop由于放电向下波动，因此稳压器100将迅速切换回脉冲宽度调制模式，这样的结果将使稳压器100不能在脉冲频率调制模式停留合理和足够长的时间。

[0028] 换言之，由于稳压器100的模式切换标准依赖电压Vop，因此要求电压Vop在脉冲宽度调制模式和脉冲频率调制模式下能显著区分。为获得差别，在脉冲频率模式下，稳压器100需要将电压Vop升高电压Vpfm，且稳压器100因此进一步包括比较器130(图1)用于通过比较电压Vop与电压Vref2+VhysH和Vref2+VhysL来检测电压Vop是否适当地被升高了。但是，将电压Vop升高电压Vpfm也会抑制边缘(suppress margin)，由此产生迟滞现象并容纳噪声和变化。例如，如图3a所示，电压Vop可变化的上边缘为VOSEL+VH，在脉冲频率模式将电压Vop升高电压Vpfm将使电压Vop接近所述上边缘。因此，稳压器100的性能减弱。

[0029] 在参考图1的同时，请参考图3b通过输出电压Vop、控制电压Vc0、斜坡信号Vramp0、负载电流iLD0以及模式标志信号FLAG0等的波形示出的稳压器100的模式切换操作，其中，在脉冲宽度调制模式下，模式标志信号FLAG0为高电平；在脉冲频率调制模式下，模式标志信号FLAG0为低电平。如图3b所示，在时间点te1之前，稳压器100运行在脉冲宽度调制模式；在脉冲宽度调制模式，斜坡信号Vramp0周期地上升和下降，且由于负载电流iLDO未改变，因此控制电压Vc0稳定在电压值Vc_PWM。在时间点te1，由于需要更低的负载电流iLDO，输出电压Vop增加；作为响应，稳压器100切换至脉冲频率调制模式并控制斜坡信号Vramp0停止上升，而控制电压Vc0会由于输出电压Vop的增加而下降。从时间点te2开始，钳位电路112将控制电压Vc0钳制在电压值Vclamp。

[0030] 在时间点te3，要求负载电流iLDO增加，由此使输出电压Vop迅速下降；作为响应，稳压器100在时间点te4切换为脉冲宽度调制模式，并控制斜坡信号Vramp0恢复为周期地上升。在唤醒设置时间之后(一个时间间隔)，在时间点te5，钳位电路112释放对控制电压Vc0的钳制，误差放大器104根据电压Vref0和下降后的输出电压Vop之间放大后的差值开始对电容器C0进行充电，因此控制信号Vc0开始增加。

[0031] 为稳定脉冲宽度调制模式的操作，期望控制电压Vc0在时间点te5之后回到电压Vc_PWM。但是，如图3b所示，控制电压Vc0在脉冲频率调制模式下的一个先前值Vclamp与其在脉冲宽度调制模式下的期望值Vc_PWM之间存在较大的电压间隙Vc0_error。由于电容器C0的电容量太大而不能容忍波动，为填充该电压间隙Vc0_error，误差放大器104必须花费较长的充电时间来对电容器C0进行充电。

[0032] 请参考图4，其根据本发明的一个实施例示出稳压器400，其对输出电压Vout和耦接于节点n1和接地节点G之间的负载410的负载电流iLoad执行混合模式电源调节。作为举例，负载410可为处理器、中央处理单元(Central Processing Unit，CPU)、图形处理单元(Graphic Processing Unit，GPU)、随机访问存储器模块、非易失性存储器模块、以及无线通信模块(例如，调制解调器、射频收发器、发射机、接收机等)中任一种。稳压器400包括控制器402和后端电路420。

[0033] 当驱动信号sw处于开状态，控制器402对连接节点n0进行充电，当驱动信号sw为关状态，控制器402对连接节点n0进行放电，由此实现对输出电压Vout和负载电流iLoad的控制。为配合控制器402，节点n0和n1之间耦接电感器L，节点n1和G之间耦接电容器C。控制器402转发未调节的直流电源Vi至节点n0以对节点n0进行充电，因此电压Vi提供的能量被充入至电感器L和负载410。控制器402停止将电源Vi转发至节点n0以停止对节点n0充电，因此充入至电感器L的能量被放电至负载410。

[0034] 后端电路420耦接于控制器402，用于在第一模式和第二模式之间进行切换以根据不同机制控制驱动信号sw的转换。根据本发明的一个实施例，所述第一模式可使用周期充电机制；也即，在所述第一模式下，后端电路420周期地控制驱动信号sw从关状态转换为开状态。另一方面，第二模式可能采用一种动态地充电机制；例如，在所述第二模式下，后端电路420根据电压Vout控制驱动信号sw动态地，而非周期地从关状态切换为开状态。

[0035] 当第二至第一模式切换标准满足时，后端电路420从所述第二模式切换至所述第一模式。根据本发明，第二至第一模式切换标准用于反映负载是否过重，第二至第一模式切换标准是否满足不依赖对输出电压Vout的测量。当第一至第二模式切换标准满足时，后端电路420从所述第一模式切换为所述第二模式。根据本发明，第一至第二模式切换标准用于反映负载是否过轻，换言之，根据本发明的实施例，周期进行充电的第一模式和动态充电的第二模式分别用于较重的负载和较轻的负载；当要求负载410变大(重)，后端电路420从所述第二模式切换为所述第一模式，当要求负载变小(轻)，后端电路420从所述第一模式切换为所述第二模式。

[0036] 在参考图4的同时，请参考图5根据本发明的一个实施例示出的稳压器400的操作。在图5的实施例中，当负载电流iLoad大于高电流阈值iTH_H时，第二至第一模式切换标准满足。如图5所示，从时间点tc0开始，稳压器400将运行在所述第二模式；在时间点tc1，负载
410所需的电流iLoad增加为大于阈值iTH_H，此时模式切换标准满足，由此稳压器400切换为运行在所述第一模式。

[0037] 在一个实施例中，当负载电流小于低电流阈值iTH_L时，稳压器400的后端电路420从所述第一模式切换为所述第二模式。在一个实施例中，高电流阈值iTH_H大于低电流阈值iTH_L。如图5所示，在时间点tc2，负载410所需的电流iLoad下降为低于阈值iTH_L，由此稳压器400从所述第一模式切换为所述第二模式。

[0038] 通过使模式切换标准不依赖对电压Vout的反馈测量，稳压器400不需要升高电压Vout来区分不同的模式。如图5所示，稳压器400允许电压Vout在所述第一模式和所述第二模式下均可在可接受的边界范围内升至比目标电压VOSEL高和低。相反，如图3a所示，当负载的需求未发生变化时，为了停留在脉冲频率调制模式，稳压器100需要升高电压Vout以防止电压Vout向下波动至低于电压VOSEL。本发明的稳压器400可避免稳压器100的缺陷。

[0039] 根据本发明，模式切换标准并不限于负载电流iLoad，也可使用其他参考。在一个实施例中，当关状态的持续时间小于时间阈值ToffTH1，第二至第一模式切换标准满足。当运行在所述第二模式，当负载410的需求增加，后端电路420可控制驱动信号sw更频繁地从关状态切换为开状态，因此驱动信号停留在关状态的时间Toff被缩短。换言之，时间Toff是否小于时间阈值ToffTH1可反映负载是否过重，以及反映后端电路420是否需要从所述第二模式切换为所述第一模式。相似地，当关状态的持续时间大于第二时间阈值ToffTH2，后端电路420可从所述第一模式切换为所述第二模式。当运行在所述第一模式，当负载410的需求降低，后端电路420可控制驱动信号sw更久地停留在所述关状态。换言之，时间Toff是否大于时间阈值ToffTH2可反映负载是否过轻，以及反映后端电路420是否需要从所述第一模式切换为所述第二模式。

[0040] 在一个实施例中，当开状态的持续时间小于第三时间阈值TonTH，后端电路420可从所述第一模式切换为所述第二模式。当运行在所述第一模式，当负载410的需求下降，后端电路420可控制驱动信号sw停留在开状态的时间变短，也即，缩短信号sw停留在开状态的时间Ton。因此，时间Ton是否小于第三时间阈值TonTH可反映负载是否过轻，以及反映后端电路420是否需要从所述第一模式切换为所述第二模式。时间阈值TonTH1、TonTH2、以及TonTH可不同。

[0041] 在一个实施例中，当驱动信号sw从关状态转换为开状态的频率f_on大于频率阈值f_TH，第二至第一模式切换标准满足。当运行在所述第二模式，当负载410的需求增加，后端电路420可控制驱动信号sw更频繁地从所述关状态切换为开状态，因此，频率f_on是否大于频率阈值f_TH可反映负载是否过重，以及反映稳压器400是否需要切换至所述第一模式切换。

[0042] 在一个实施例中，当节点n0处的电流iL与电流电平i0交叉(例如，零电流)的次数超过预定的次数NzxTH，后端电路420从所述第一模式切换为所述第二模式。当处于所述第一模式，负载电流iLoad的需求下降，流经电感器L的电流iL下降，并最终在电流电平i0周围波动。因此，当电流iL与电流电平i0交叉的次数Nzx超过预定的次数NzxTH，认为负载需求足以低到稳压器400切换至所述第二模式。

[0043] 在参考图4的同时，请参考图6根据本发明的一个实施例示出的稳压器400的操作，其中，当稳压器400运行在所述第一模式，模式标志信号FLAG为高电平，当稳压器400未运行在所述第一模式，模式标志信号FLAG为低电平。在图6所示的实施例中，在时间点td1之前，稳压器400运行在所述第二模式；在时间点td1，负载410要求的电流iLoad增加至高于电流阈值iTH_H，由此满足第二至第一模式切换标准，因此，稳压器400从所述第二模式切换为所述第一模式。在时间点td2，电流iLoad开始下降，因此电流iL也下降。在时间点td3，电流iL与电流电平i0交叉的次数大于NzxTH，由此满足第一至第二模式切换标准，因此，稳压器400从所述第一模式切换为所述第二模式。

[0044] 用于使稳压器400从所述第二模式切换至所述第一模式的第二至第一模式切换标准和用于使稳压器400从所述第一模式切换至所述第二模式的第一至第二模式切换标准可使用相同或不同的参考。例如，在一个实施例中，用于从所述第二模式切换为所述第一模式的第二至第一模式切换标准可为iLoad>iTH_H，而用于从所述第一模式切换为所述第二模式的第一至第二模式切换标准可为iLoad>iTH_L。在不同的实施例中，用于从所述第二模式切换为所述第一模式的第二至第一模式切换标准可为Toff

[0045] 如前所述，根据本发明的一个实施例，周期地充电的所述第一模式和动态地充电的所述第二模式分别用于较重和较轻的负载。这样的设置有利于完全地使用周期地充电和动态地充电的优点，以及阻止它们的缺点。请参考图7根据本发明的一个实施例示出的电子装置700。当今的电子装置，例如电子装置700，需要多个稳压器rglt[1]-rglt[N]分别用于调节多个模块(当作负载)Md[1]-Md[N]的电压Vout[1]-Vout[N]和电流iLoad[1]-iLoad[N]，所述多个模块包括CPU、GPU、RAM、调制解调器等。作为举例，稳压器rglt[1]-rglt[N]可集成在电源管理集成电路(Power Management Integrated Circuit，PMIC)中。类似于图4中的稳压器400，每一个稳压器rglt[n](n＝1，2，3，…，N)包括控制器ctrl[n]和后端电路bck[n]。当驱动信号sw[n]为开状态，控制器ctrl[n]对连接节点a[n]充电，当驱动信号sw[n]为关状态，控制器ctrl[n]停止对连接节点a[n]充电。模块Md[n]通过节点b[n]处的电感器L[n]耦接于控制器ctrl[n]。后端电路bck[n]用于在周期地充电的第一模式和第二模式之间进行切换以通过不同的机制控制驱动信号sw[n]的转换。根据本发明，当恒定频率的触发器的时钟ck[n]在时钟ck[n]的每一个上升沿从关状态转换为开状态时，通过控制驱动信号sw[n]从关状态转换为开状态，每一个稳压器rglt[n]运行在周期地进行充电的所述第一模式。

[0046] 当模块Md[1]-Md[N]全运行在普通模式，将从稳压器rglt[1]-rglt[N]抽取大量电流，且模块Md[1]-Md[N]对干扰(噪声)感知灵敏。通过运行在所述第一模式(基于适当交错的时钟ck[1]-ck[N]周期地进行充电)来为普通模式下的重负载服务，稳压器rglt[1]-rglt[N]避免了不可预计和不可控的干扰，所述不可预计和不可控的干扰包括动态充电(不规则地充电)引起的不确定性。

[0047] 在参考图7的同时，请参考图8根据本发明的一个实施例示出的用于触发稳压器rglt[1]-rglt[8]的周期充电的时钟ck[1]-ck[8]。如图8所示，时钟ck[1]-ck[8]可根据具有恒定周期Tcm的通用时钟ck_cm产生。在图8中，时钟ck[1]-ck[4]为一组具有相同的周期(6*Tcm)和不同相位的时钟，时钟ck[p](p＝1，2，…，4)的每一个上升沿跟随时钟ck_cm的第6*i+p个上升沿，其中，i为整数。例如，时钟ck[1]在时钟ck_cm的第一个周期e1的上升沿和第7个周期e7的上升沿上升；时钟ck[2]在时钟ck_cm的第二个周期e2的上升沿和第8个周期e8的上升沿上升；时钟ck[3]在时钟ck_cm的第三个周期e3的上升沿和第9个周期e9的上升沿上升；时钟ck[4]在时钟ck_cm的第四个周期e4的上升沿和第10个周期e10的上升沿上升。
时钟ck[6]-ck[8]为另一组具有相同的周期(9*Tcm)和不同相位的时钟，ck[p](p＝6，7，8)的每一个上升沿跟随时钟ck_cm的第9*i+2*(5-p)个下降沿，其中，i为整数。例如，时钟ck[6]在时钟ck_cm的第二个周期e2的下升沿和第11个周期e11的下降沿上升；时钟ck[7]在时钟ck_cm的第四个周期e4的下升沿和第13个周期e13的下降沿上升；时钟ck[8]在时钟ck_cm的第六个周期e6的下升沿和第15个周期e15的下降沿上升。

[0048] 当通过时钟ck[1]-ck[8]触发充电，由于时钟ck[1]-ck[8]的周期和相位规则，因此充电引起的干扰可预计，并可通过设置时钟ck[1]-ck[8]具有不同的相位(交错的上升沿)来控制和管理。

[0049] 与普通模式相反，模块Md[1]-Md[N]运行在节能模式(闲置(idle)、暂停(suspension)、低功率(low-power)、备用(standby))以减少功率消耗，来自稳压器rglt[1]-rglt[N]和模块Md[1]-Md[N]的漏极泄漏电流被期望在需要的时候快速地恢复到普通模式。通过运行在动态进行充电的第二模式，有助于为轻负载服务并快速响应，稳压器rglt[1]-rglt[N]阻止模块Md[1]-Md[N]从节能模式切换为普通模式的延迟，所述延迟包括周期地充电的较长的响应时间。

[0050] 如图4所示，后端电路420可包括误差放大器404、预测器412、斜坡比较器406以及斜坡电路408。误差放大器404包括耦接于恒定参考电压Vref的正输入端(在图4中，标记为“+”)，耦接于电压Vout的反馈测量的负输入端(在图4中标记为“-”)，以及耦接于控制节点nc的输出端，根据参考电压Vref和输出电压Vout之间的差值驱动所述控制节点nc。预测器412耦接于节点nc，电阻器R1、第一电容器C1和第二电容器C2。斜坡比较器406耦接于节点nc，斜坡电路408和控制器402。斜坡电路408耦接于斜坡比较器406和控制器402。

[0051] 在周期进行充电的所述第一模式，当节点nc处的控制电压Vc与斜坡信号Vramp相交叉时(当触发信号S1从关状态转换为开状态，该斜坡信号开始上升)，后端电路420使驱动信号sw从开状态切换为关状态。为了在所述第一模式下周期进行充电，后端电路420使用具有恒定频率的时钟ck作为触发信号S1。后续将进一步介绍第一模式的操作。在所述第一模式下，预测器412通过电阻器R1将第一电容器C1导通至节点nc，并停止将第二电容器C2导通至节点nc，因此，误差放大器404通过节点nc处串联的电阻器R1和电容器C1产生控制电压Vc；当触发信号S1从关状态转换为开状态，斜坡电路408控制斜坡信号Vramp开始上升，且斜坡比较器406比较控制电压Vc是否与斜坡信号Vramp相交，并当控制信号Vc与斜坡信号Vramp相交时控制驱动信号sw从开模式转换为关模式。图9a示出所述第一模式下的操作，具体的，当控制电压Vc大于斜坡信号Vramp时，斜坡比较器406控制驱动信号sw从关模式转换为开模式，以及当控制电压Vc小于斜坡信号Vramp时，控制驱动信号sw从开模式转换为关模式。

[0052] 在动态进行充电的第二模式，预测器412通过电阻器R1将第二电容器C2导通至节点nc，并停止将第一电容器C1导通至节点nc，因此，误差放大器404通过节点nc处串联的电阻器R1和电容器C2产生控制电压Vc；当控制电压Vc赶上第二斜坡信号Vramp2，后端电路420使驱动信号sw从关模式转换为开模式。图9b示出第二模式下的操作。在第二模式的一个实施例中，后端电路420控制驱动信号sw以固定的时间停留在开模式，然后转换回关模式。在第二模式下，斜坡电路408控制斜坡信号Vramp不上升，由此减少不必要的功率损耗。第一模式下的斜坡信号Vramp(图9a)可为重复地斜坡上升骤然下降的锯齿波。第二模式下的斜坡信号Vramp(图9b)可为重复地斜坡下降骤然上升的锯齿波。

[0053] 在第一模式和第二模式下，控制信号Vc分别为不同的值。如图3b所示，当在第一模式和第二模式之间切换，需要时间来填充控制电压Vc的不同值的差，这可能使输出电压Vout遭遇较大的下降。为了实现平滑模式切换，本发明的后端电路420通过第二至第一模式切换标准满足时，在开始第一模式之前，先运行在预测模式的方式来从第二模式切换为第一模式。

[0054] 在所述预测模式，后端电路420采用第二模式相同的机制控制驱动信号sw的转换，并当驱动信号sw从关状态转换为开状态，进一步使用驱动信号sw作为触发信号S1来触发斜坡信号Vramp开始上升，以及当驱动信号sw从开状态转换为关状态时，记录斜坡信号Vramp达到的端电压Ve。端电压Ve用于在所述第一模式下预测电压Vc的值。当退出所述预测模式，后端电路420将控制电压Vc的初始值设置为所述端电压Ve来开始所述第一模式，由此抑制切换模式给输出电压带来的波动。当开始所述第一模式，后端电路420恢复使用时钟ck作为触发信号S1。

[0055] 后续将介绍所述预测模式的操作。类似于所述第二模式，在所述预测模式，预测器412通过电阻器R1将第二电容器C2导通至节点nc，并停止将第一电容器C1导通至节点nc，因此，误差放大器404通过节点nc处串联的电阻器R1和电容器C2产生控制电压Vc，且当控制电压Vc赶上第二斜坡信号Vramp2时，后端电路420使驱动信号sw从关状态转换为开状态。另一方面，与所述第二模式中斜坡电路408需要停止斜坡信号Vramp的上升所不同的是，在所述预测模式，当触发信号S1(当前为驱动信号sw)从关状态转换为开状态，斜坡电路408控制斜坡信号Vramp开始上升。在所述预测模式，当驱动信号sw为开状态，预测器412进一步对第一电容器C1进行充电，以记录所述端电压Ve。因此，当开始所述第一模式时，预测器412将第一电容器C1导通至节点nc1，以将控制电压Vc设置为端电压Ve，并停止将第二电容器C2导通至控制节点nc。

[0056] 在参考图4的同时，请参考图10示出的所述预测模式的操作。在所述预测模式，后端电路420使用驱动信号sw作为触发信号S1用于迭代地触发斜坡信号Vramp上升预测的周期数，且在每一个所述预测周期内，当驱动信号sw从开状态转换为关状态时，更新端电压Ve。如图10所示，在时间点tk1，当驱动信号sw从关状态转换为开状态，预测周期pc(1)开始；在时间点tk2，驱动信号sw从开状态转换为关状态，斜坡信号Vramp到达作为端电压Ve的电压Ve(1)。为了将电压Ve(1)记录为端电压Ve，预测器412在时间点tk1-tk2将第一电容器C1充电至Ve(1)。在时间点tk3，当驱动信号sw迭代地从关状态转换为开状态，预测周期pc(1)结束，接下来的预测周期pc(2)开始；在时间点tk4，驱动信号sw从开状态转换为关状态，斜坡信号Vramp到达电压Ve(2)。为了将端电压Ve更新为预测周期pc(2)的电压Ve(2)，预测器
412在驱动信号sw在预测周期pc(1)处于关状态的时间点tk2-tk3对第一电容器C1放电，以重置端电压Ve，并在确定信号sw在预测周期pc(2)处于开状态的时间点tk3-tk4对第一电容器C1充电，以将端电压Ve更新为电压Ve(2)。在时间点tk5，当驱动信号sw迭代地从关状态转换为开状态，预测周期pc(2)后续的一个新的预测周期开始。

[0057] 换言之，在预测周期pc(k)，当驱动信号sw为开状态，预测器412对第一电容器C1充电，以便将端信号Ve更新为驱动信号sw从开状态转换为关状态时斜坡信号Vramp到达的电压Ve(k)。此外，在预测周期pc(k)，当驱动信号sw1为关状态，预测器412对第一电容器C1进行放电，以为后续预测周期pc(k+1)的后续更新重置端电压Ve。在所述预测模式的结束预测周期pc(K)，预测器412将第一电容器C1充电为驱动信号sw从开状态转换为关状态时斜坡信号Vramp到达的电压Ve(K)，并保持端电压V为电压Ve(K)来开始所述第一模式。所述预测模式可持续预定时间或预定个数的预测周期。

[0058] 在参考图4的同时，请参考图11示出的稳压器400的模式切换操作，在本实施例中，通过输出电压Vout、控制电压Vc、斜坡信号Vramp、负载电流iLD0和模式标志信号FLAG的波形描述稳压器400的模式切换。其中，当在所述第一模式，所述标志信号FLAG为高电平，当不再所述第一模式，所述标志信号FLAG为低电平。如图11所示，在时间点t1之前，稳压器400运行在所述第一模式；在所述第一模式，斜坡信号Vramp周期地上升和下降；且由于负载电流iLoad未变化，控制电压Vc仍稳定在电压值Vc1。在时间点t1，负载电流iLoad的需求减小，因此轻负载使第一至第二模式切换标准满足。作为响应，稳压器400切换至所述第二模式，斜坡信号Vramp受控停止上升，增加的输出电压Vop使控制电压Vc开始下降，并设定稳定在电压值Vc2。在时间点t2，负载电流iLoad的需求增加。在时间点t3，第二至第一模式切换标准满足；作为响应，稳压器400运行在所述预测模式用以为所述第一模式做准备。

[0059] 如图11所示，在所述预测模式，后端电路420继续运行在所述第二模式以便根据第二斜坡信号Vramp2和电容器C2上产生的控制电压Vc之间的比较结果控制驱动信号sw，用于所述第一模式的斜坡信号Vramp根据驱动信号sw的驱动恢复斜坡周期(图4)，由此，在电容器C1上产生端电压Ve。相较于所述第二模式的电压值Vc2，端电压Ve将更接近所述第一模式的电压值Vc1。在时间点t4，后端电路420通过将电容器C1导通至节点nc，将电容器C2从节点nc隔离开，以结束所述预测模式并开始所述第一模式。因此，将控制电压Vc设置为电压Ve以更快地接近所述第一模式的预期的电压电平Vc1，由于模式切换导致的输出电压Vout的波动有效降低。

[0060] 在参考图4的同时，请参考图12根据本发明的一个实施例示出的稳压器400的模式切换。图12示例性地示出输出电压Vout、电流iLoad和iL、斜坡信号Vramp和Vramp2、电容器C1和电容器C2分别持有的电压Vc1和Vc2的波形。如图12所示，在时间点tn1之前，稳压器400运行在所述第二模式。在所述第二模式，由于预测器412将电容器C2导通至节点nc，控制信号Vc等于电容器C2持有的电压Vc2，且驱动信号sw根据控制电压Vc和第二斜坡信号Vramp2的比较结果转换(例如，图9b)。另一方面，在所述第二模式，预测器412不将电容器C1导通至节点nc，斜坡信号Vramp不会由于触发而上升，电容器C1持有的电压Vc1保持为平。

[0061] 在时间点tn1，由于电流iLoad的需求上升，第二至第一模式切换标准满足，因此稳压器400切换为所述预测模式。在所述预测模式，由于预测器412仍将电容器C2导通至节点nc，故控制电压Vc仍等于电容器C2持有的电压Vc2，此外，驱动信号sw根据控制电压Vc和第二斜坡信号Vramp2的比较结果转换(例如，图9b)。另一方面，在所述预测模式，预测器412不将电容器C1导通至节点nc，但是通过驱动信号sw触发斜坡信号Vramp开始升高，且预测器412通过电容器C1的端电压Vc1记录端电压Ve的值(例如，图10)。

[0062] 在时间点tn2，所述预测模式结束且所述第一模式开始。在所述第一模式，由于预测器412将电容器C1导通至节点nc，控制信号Vc等于电容器C1持有的电压Vc1，且驱动信号sw根据控制电压Vc和斜坡信号Vramp的比较结果转换(例如，图9a)。另一方面，在所述第一模式，预测器412不将电容器C2导通至节点nc，斜坡信号Vramp2不会由于触发而上升，仍保持为平。

[0063] 请参考图13，其示出本发明的包括预测模式和不包括预测模式的模式切换的性能差异。如图13所示，如果没有采用本发明的预测模式，在时间点tq1切换为所述第一模式时，输出电压Vout遭受巨大的不期望的波动。相反，具有本发明的预测模式时，输出电压Vout的波动有效地被抑制和减弱。

[0064] 总之，本发明的直流-直流稳压器使用混合模式(例如，周期充电和动态充电)，该混合模式包括有利的模式切换标准和有利的模式切换操作(例如，通过中间的过渡预测模式切换模式)，因此，本发明很好地利用了各种模式的优点，并避免了各种模式的缺点，并可在模式之间实现平滑地切换。

[0065] 本发明所述描述的装置和技术的各部分可独立使用，或合并使用，或以本发明前面并未描述的其他方式使用，因此，本发明不限于前面所描述的或附图所示出的组件的应用或排布。例如，一个实施例中描述的部件也可与其他实施例描述的部件以任何方式进行组合。

[0066] 权利要求书中用以修饰元件的“第一”、“第二”，“第三”等序数词的使用本身未暗示任何优先权、优先次序、各元件之间的先后次序、或所执行方法的时间次序，而仅用作标识来区分具有相同名称(具有不同序数词)的不同元件。

[0067] 本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。