基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法

摘要

本发明公开了一种基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法，该软启控制方法在对二次侧电容充电过程时，通过在初始时刻对V1侧引入一个暂态的移相比D1Δ。然后半个开关周期后，V1侧移相比指令恢复为D1。V2侧的内移相比为D2。外移相比指令为Df。就可有效抑制启动过程中电流峰值，大大降低因电流峰值过大对器件造成的损害，使二次侧电压平稳的达到指令值，且在启动过程中电感电流没有偏置，避免出现变压器磁饱和问题。

权利要求

1.基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法，其特征在于，包括：

在直流变换器处于对二次侧电容充电的工况下，通过在充电过程中控制V1侧H桥电路的内移相比指令D1的大小，使得在充电过程中电感电流没有偏置；其中，单相双有源桥式直流变换器由一个单相高频变压器和两个H桥电路构成；三重移相包含三个控制变量，即两个内移相比和一个外移相比，内移相比是指在一个开关周期Ts内，H桥电路输出的相电压函数vab(t)或vcd(t)为1或-1的时间占整个开关周期的比例，即占空比，占空比小于或等于1；相电压函数的值为1代表该相输出正电平，其值为0代表该相输出0电平，值为-1代表该相输出负电平；vab(t)代表V1侧H桥输出的相电压函数，vcd(t)代表V2侧H桥输出的相电压函数，外移相比代表两个H桥输出基波间的移相比；

其中，软启过程的具体控制方法为：

以充电开始时刻为0时刻，在充电初始时刻，引入暂态移相比D1Δ，即对V1侧H桥施加脉冲使相电压函数vab(t)为1或-1；经过(D1ΔTs/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在Ts/2时刻，V1侧内移相比指令恢复到D1，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为-1或1；经过(D1Ts/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在Ts时刻，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为1或-1，即在半个开关周期内引入暂态移相比D1Δ，之后立刻恢复移相比指令D1；D1代表V1侧的H桥电路的内移相比，其约束关系式需要满足式(1)；

其中，Imax为使直流变换器正常工作电流的最大值，U1为V1侧的H桥电路的输入电源电压。

2.根据权利要求1所述的基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法，其特征在于，在起始时刻V1侧的暂态移相比的表达式为：

说明书

基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于单相双有源桥式直流变换器技术领域，具体涉及一种基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法。

背景技术

[0002] 单相双有源桥式直流变换器由一个单相高频变压器和两个全桥电路构成，其拓扑结构如图1所示。它是一种隔离型双向直流变换器。它具有高功率密度、较低的开关应力和易于实现软开关等优点。它适合应用于混合动力汽车、电力电子变压器以及智能电网中能量存储系统等。

[0003] 对于单相双有源桥式直流变换器，在加正常工况的调制策略之前，二次侧电容电压需要从初始状态充电到一定的值，这个过程也叫做双有源桥式直流变换器的启动过程。在启动过程中，往往将二次侧桥式开关管闭锁，控制一次侧桥式开关管开通关断来完成对二次侧电容的充电。由于二次侧电容电压起始值为0，所以在起始时刻容易造成较大的冲击电流，对开关器件造成极大的损害危险，影响换流器的正常运行。在启动的过程中，双有源桥的等效电路相当于两侧电源直接加在电感Ls(由变压器漏感和线路串联电感等组成)上，在电感上会产生直流偏置现象，严重的话会导致变压器磁饱和，影响换流器的正常运行。

[0004] 现有的改善上述现象的方法大概分为两类，一种是闭锁二次侧H桥开关器件，通过给一次侧桥式开关管窄的驱动脉冲来给二次侧充电，由于驱动脉冲很窄，所以能抑制冲击电流和电感电流偏置的大小，降低对换流器器件影响的可能。另一种是将二次侧也控制成正常开通关断的整流电路，通过控制两个桥式电路的驱动信号之间的移相角 通过改变移相角的大小，就可以控制传输功率的大小。两种方法都能完成对二次侧电容充电，在充电的过程中，同样给直流变换器很小的移相角 来抑制冲击电流和电感电流偏置问题，由图7可以看出偏置现象并没有完全消除，现有的改善方法都是减小功率流动的大小来抑制上述的问题。

发明内容

[0005] 为了克服上述现有技术存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法，该控制方法具有三个控制变量，通过在初始时刻引入一个暂态移相比D1Δ，能大大降低因电流峰值过大对器件造成的损害，使二次侧电压平稳的达到指令值，且在启动过程中电感电流没有偏置，防止出现变压器磁饱和问题。

[0006] 为达到上述目的，本发明通过以下技术方案来实现的：

[0007] 基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法，包括：

[0008] 在直流变换器处于对二次侧电容充电的工况下，通过在充电过程中控制V1侧H桥电路的内移相比指令D1的大小，使得在充电过程中电感电流没有偏置；其中，单相双有源桥式直流变换器由一个单相高频变压器和两个H桥电路构成；三重移相包含三个控制变量，即两个内移相比和一个外移相比，内移相比是指在一个开关周期Ts内，H桥电路输出的相电压函数vab(t)或vcd(t)为1或-1的时间占整个开关周期的比例，即占空比，占空比小于或等于1；相电压函数的值为1代表该相输出正电平，其值为0代表该相输出0电平，值为-1代表该相输出负电平；vab(t)代表V1侧H桥输出的相电压函数，vcd(t)代表V2侧H桥输出的相电压函数，外移相比代表两个H桥输出基波间的移相比。

[0009] 本发明进一步的改进在于，软启过程的具体控制方法为：

[0010] 以充电开始时刻为0时刻，经过Ts/2后，引入暂态移相比D1Δ，即对V1侧H桥施加脉冲使相电压函数vab(t)为1或-1；经过(D1ΔTs/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在Ts时刻，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为-1或1；经过(D1Ts/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在3Ts/2时刻，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为1或-1，即在半个开关周期内引入暂态移相比D1Δ，之后立刻恢复移相比指令D1；D1代表V1侧的H桥电路的内移相比，其约束关系式需要满足式(1)；

[0011]

[0012] 其中，Imax为使直流变换器正常工作电流的最大值。

[0013] 本发明进一步的改进在于，在起始时刻V1侧的暂态移相比的表达式为：

[0014]

[0015] 本发明进一步的改进在于，在充电初始时刻引入暂态移相比D1Δ，半个开关周期后，V1侧内移相比指令恢复到D1，直到V2侧电容电压充到指令值。

[0016] 与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：

[0017] 本发明在于对V1侧H桥开关管施加驱动脉冲时，引入一个暂态的移相比指令。通过调节初始时刻移相比大小，能够有效抑制变压器电感电流峰值，与传统软启动或硬启动控制策略相比，抑制效果更好，防止电流峰值过大引起器件损坏。

[0018] 进一步，本发明解决了启动过程中电感电流的偏置问题，避免变压器出现磁饱和问题，从而改善了变换器在启动过程中特性。

[0019] 进一步，本发明提出的基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法对两个H桥均施加触发脉冲，在二次侧充电完成后，根据实际需要，可以直接切换到正常工况的调制策略，不需要停机。

附图说明

[0020] 图1为单相双有源桥式直流变换器拓扑结构；

[0021] 图2为硬启动调制策略中V1侧和V2侧H桥输出电压波形vab和vcd及电感电流波形iL；

[0022] 图3为硬启动调制策略中V2侧电容电压仿真波形；

[0023] 图4为硬启动调制策略中电感电流仿真波形；

[0024] 图5为传统软启动调制策略中V1侧和V2侧H桥输出电压波形vab和vcd及电感电流波形iL；

[0025] 图6为传统软启动调制策略中V2侧电容电压仿真波形；

[0026] 图7为传统软启动调制策略中电感电流仿真波形；

[0027] 图8为基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中V1侧和V2侧H桥输出电压波形vab和vcd及电感电流波形iL；

[0028] 图9为基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中V2侧电容电压仿真波形；

[0029] 图10为基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中电感电流仿真波形。

具体实施方式

[0030] 下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。

[0031] 单相双有源桥式直流变换器的拓扑结构如图1所示。其中，假设功率是从V1侧流向V2侧，则V1是输入侧直流电压，V2是输出侧直流电压，即对V2侧电容充电。Ls是变压器的漏感与线路电感之和；Rs是等效的线路电阻；iL是变压器电感电流。单相高频变压器的变比为N:1。

[0032] 设定单相双有源桥式直流变换器的一组基本参数如表1所示。

[0033] 表1

[0034]参数 数值 参数 数值
V1侧电压稳态值V1 100V 开关频率fs 20kHz
V2侧电压稳态值V2 60V 变压器变比N 1
V1侧输入电容Ci 500μF 电阻Rs 0.2Ω
V2侧输出电容Co 300μF 电感Ls 35μH

[0035] 在单相双有源桥式直流变换器进行启动时，采用可以实现电感电流有效值最低的占空比加移相调制策略。这种调制策略下有三个控制变量：V1侧和V2侧两个单相桥式电路的内移相比分别为D1和D2，以及两侧H桥电路输出的相电压开关函数基波之间的外移相比Df。其中内移相比指在一个开关周期Ts内每相相电压为正电压或负电压持续的时间占整个开关周期的比例。对于表1中的基本参数，变换器在基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中三个控制变量分别为：占空比D1为0.2、D2为0.2，移相角Df为0.5。对于传统软启控制策略，V1侧施加的窄脉冲宽度占半个开关周期比例也为0.2，V2侧H桥控制成不控整流。硬启动的控制策略中，V1侧施加的脉冲宽度占半个开关周期比例为1，V2侧H桥控制成不控整流。

[0036] 硬启动工况下，两个H桥输出的相电压波形及电感电流波形如图2所示，V2侧电容电压波形仿真结果如图3所示，电感电流波形如图4所示。由仿真结果可以看出，在该控制下电流峰值达到68.8A，且存在极大电感电流偏置现象，容易对器件或变压器造成损害。

[0037] 在传统软启动工况下，两个H桥输出的相电压波形及电感电流波形如图5所示，V2侧电容电压波形仿真结果如图6所示，电感电流波形如图7所示。由仿真结果可以看出，在该控制策略对于电流峰值及电感电流偏置有一定的抑制作用。电流峰值为14.8A，电感电流偏置虽然得到抑制，但是依然存在。

[0038] 当使用本发明中基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法时，两个H桥输出的相电压波形及电感电流波形如图8所示。在充电起始时刻，引入的暂态移相比的表达式为：

[0039]

[0040]

[0041] 式中，fs＝1/Ts，即开关频率；τ＝Ls/Rs，为时间常数。根据表1中变换器的参数可以得到τ＝Ls/Rs＝1.75×10-4。由式(2)可以得到V1侧单相桥的过渡占空比分别为D1Δ＝0.1。

[0042] 对于V1侧的H桥电路，在稳态运行时移相比为D1，D1需要满足式(1)。以充电开始时刻为0时刻，经过Ts/2后，引入暂态移相比D1Δ，即对V1侧H桥施加脉冲使相电压函数vab(t)为1或-1；经过(D1ΔTs/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在Ts时刻，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为-1或1；经过(D1Ts/2)后，改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为0；在3Ts/2时刻，进一步改变H桥的开关管导通顺序，使相电压函数vab(t)为1或-1，即仅在半个开关周期内引入暂态移相比D1Δ，之后立刻恢复移相比指令D1。

[0043] 基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中，两个H桥输出的相电压波形及电感电流波形如图8所示，V2侧电容电压充电波形如图9所示，电感电流仿真结果如图10所示。由图10可以看出，与传统软启策略及硬启动相比，基于三重移相的单相双有源桥式直流变换器的软启控制方法中电感电流峰值能够有效抑制，峰值均小于前两种启动策略，防止因电流峰值过大引起的器件损坏问题，且在整个软启过程中电感电流没有偏置，避免变压器出现磁饱和问题。