高转换效率隔离型微型并网逆变器及其控制方法

摘要

本发明公开了一种高转换效率隔离型微型并网逆变器及其控制方法，属于微型逆变器技术领域。目的旨在于提供一种高转换效率隔离型微型并网逆变器，实现最大功率跟踪和升压功能。高转换效率隔离型微型并网逆变器，包括输入端、DC‑DC部分、DC‑AC部分，所述DC‑DC部分包括主开关管、辅开关管、升压电感、隔离变压器、谐振电感、谐振电容、第一整流二极管、第二整流二极管、第一副边电容、第二副边电容、钳位电容、寄生电容、寄生二极管、反并联二极管。本发明提供的逆变器及其方法，提高了转换效率，实现最大功率跟踪和升压功能，保证每个组件均运行在最大功率点。

权利要求

1.一种高转换效率隔离型微型并网逆变器的控制方法，基于高转换效率隔离型微型并网逆变器实现，高转换效率隔离型微型并网逆变器包括输入端、DC-DC部分、DC-AC部分，其特征在于，所述DC-DC部分包括主开关管、辅开关管、升压电感、隔离变压器、谐振电感、谐振电容、第一整流二极管、第二整流二极管、第一副边电容、第二副边电容、钳位电容、寄生电容、寄生二极管、反并联二极管；

主开关管与辅开关管并联后连接在输入端与隔离变压器原边之间，升压电感连接在主开关管集电极与光伏极板输入端之间，谐振电容与谐振电感串联，谐振电容分别与谐振电感及辅开关管发射极连接，谐振电感连接隔离变压器原边，第一副边电容经第一整流二极管连接隔离变压器副边，第二副边电容经第二整流二极管连接隔离变压器副边，第一副边电容与第二副边电容串联连接，第一整流二极管与第二整流二极管导通方向相反，钳位电容连接在辅开关管集电极与隔离变压器原边之间，寄生电容并联在主开关管上，寄生二极管反并联在辅开关管上，其特征在于，所述控制方法的控制周期包括六个阶段：第一阶段：

主开关管导通，辅开关管关断，升压电感电流线性增加，谐振电感电流减小且方向为正，谐振电容电压增加，第一整流二极管导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，寄生二极管不导通，直至谐振电感电流减小到零；

第二阶段：

主开关管导通，辅开关管关断，升压电感电流线性增加，谐振电感电流由正变负，谐振电容电压开始减小，第二整流二极管导通，第二副边电容电压升高，第一副边电容电压减小；

第三阶段：

主开关管关断，辅开关管关断，升压电感电流开始线性减小,谐振电感电流为开始增加，但依然为负值，寄生电容开始充电，直到寄生电容电压与钳位电容电压相等，第二整流二极管一直导通，第二副边电容电压升高，第一副边电容电压减小，谐振电感电流开始慢慢增加直到变成零；

第四阶段：

主开关管关断，辅开关管关断，升压电感电流开始线性减小；谐振电感电流开始由零开始增加，第一整流二极管开始导通，第二副边电容电压开始减小，第一副边电容电压增加，辅开关管寄生二极管开始导通，开始给钳位电容充电，直到辅开关管开始导通；

第五阶段：

辅开关管导通，由于寄生二极管已经导通，辅开关管处于零电压开通状态，谐振电感电流继续增大，第一整流二极管导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，升压电感电流保持线性减小；

第六阶段：

辅开关管关断，谐振电感电流开始减小，第一整流二极管保持导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，升压电感电流保持线性减小，谐振电感中存储的能量大于寄生电容存储的能量，寄生电容电压将被放电至零，此时主开关管的反并联二极管导通，此时开通主开关管，主开关管处于零电压开通状态，下一个周期开始。

说明书

高转换效率隔离型微型并网逆变器及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明公开了一种高转换效率隔离型微型并网逆变器及其控制方法，属于微型逆变器技术领域。

背景技术

[0002] 随着分布式光伏并网系统高效率、可灵活扩展、安装简便等优势，使得中小功率光伏并网发电成为研究热点。

[0003] 常见的光伏并网发电系统结构有集中式、分布式等几种体系结构。在使用时均存在光伏组件的串联或并联。由于光伏组件存在制造误差、安装倾斜角度不同、面向方位不同、老化程度不同以及局部阴影等因素影响，每个光伏电池的特性彼此间各不相同。系统进行最大功率点跟踪是针对整个组串进行的，无法保证每个组件均运行在最大功率点。

[0004] 微型逆变器是与单个光伏组件相连接的并网逆变器，每个逆变器只与一个光伏组件相连，与传统光伏并网相比，微型逆变器能保证每个太阳能组件均运行在最大功率点处，整个发电系统可获得更优的发电效率；并且安装方便，寿命长，支持热插拔，基本不独立占用安装空间。随着分布式光伏产业的发展，民用和小型商用光伏设备的比重逐渐增加，对微型逆变器的市场需求将不断加大。

发明内容

[0005] 针对现有技术的上述不足，本发明的目的旨在于提供一种高转换效率隔离型微型并网逆变器，实现最大功率跟踪（MPPT）和升压功能。

[0006] 具体的，高转换效率隔离型微型并网逆变器，包括输入端、DC-DC部分、DC-AC部分，所述DC-DC部分包括主开关管、辅开关管、升压电感、隔离变压器、谐振电感、谐振电容、第一整流二极管、第二整流二极管、第一副边电容、第二副边电容、钳位电容、寄生电容、寄生二极管、反并联二极管；

[0007] 主开关管与辅开关管连接在输入端与隔离变压器原边之间，升压电感连接在主开关管集电极与输入端之间，谐振电容与谐振电感串联，谐振电容分别连接在谐振电感及辅开关管发射极，谐振电感连接隔离变压器原边，第一副边电容经第一整流二极管连接隔离变压器副边，第二副边电容经第二整流二极管连接隔离变压器副边，第一整流二极管与第二整流二极管串联，钳位电容连接在辅开关管集电极与隔离变压器原边之间，寄生电容并联在主开关管上，寄生二极管反并联在主开关管和辅开关管上。

[0008] 进一步的，所述高转换效率隔离型微型并网逆变器的最大输出功率为310W。

[0009] 进一步的，所述高转换效率隔离型微型并网逆变器的工作电压范围在15-60V之间。

[0010] 本发明还提供了一种高转换效率隔离型微型并网逆变器的控制方法，所述控制方法通过上述的高转换效率隔离型微型并网逆变器实现，控制周期包括六个阶段：

[0011] 第一阶段：

[0012] 主开关管导通，辅开关管关断，输入电感电流线性增加，谐振电感电流减小且方向为正，谐振电容电压增加，第一整流二极管导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，寄生二极管不导通，直至谐振电感电流减小到零；

[0013] 第二阶段：

[0014] 主开关管导通，辅开关管关断，输入电感电流线性增加，谐振电感电流由正变负，谐振电容电压开始减小，第二整流二极管导通，第二副边电容电压升高，第一副边电容电压减小；

[0015] 第三阶段：

[0016] 主开关管关断，辅开关管关断，输入电感电流开始线性减小,谐振电感电流开始增加，但依然为负值，寄生电容开始充电，直到寄生电容电压与钳位电容电压相等，第二整流二极管一直导通，第二副边电容电压升高，第一副边电容电压减小，谐振电感电流开始慢慢增加直到变成零；

[0017] 第四阶段：

[0018] 主开关管关断，辅开关管关断，输入电感电流开始线性减小；谐振电感电流开始由零开始增加，第一整流二极管开始导通，第二副边电容电压开始减小，第一整流电压增加，辅开关管寄生二极管开始导通，开始给钳位电容充电，直到辅开关管开始导通；

[0019] 第五阶段：

[0020] 辅开关管导通，由于寄生二极管已经导通，辅开关管处于零电压开通状态，谐振电感电流继续增大，第一整流二极管导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，输入电感电流保持线性减小；

[0021] 第六阶段：

[0022] 辅开关管关断，谐振电感电流开始减小，第一整流二极管保持导通，第一副边电容电压升高，第二副边电容电压减小，输入电感电流保持线性减小，谐振电感中存储的能量大于寄生电容存储的能量，寄生电容电压将被放电至零，此时主开关管的反并联二极管导通，此时开通主开关管，主开关管处于零电压开通状态，下一个周期开始。

[0023] 本发明的有益效果在于：本发明的一种高转换效率隔离型微型并网逆变器及其控制方法，提高了转换效率，实现最大功率跟踪和升压功能，保证每个组件均运行在最大功率点。

附图说明

[0024] 图1为本发明逆变器的主电路图；

[0025] 图2为实施例中六个阶段的示意图；

[0026] 图3为实施例中第一阶段的等效电路图；

[0027] 图4为实施例中第二阶段的等效电路图；

[0028] 图5为实施例中第三阶段的等效电路图；

[0029] 图6为实施例中第四阶段的等效电路图；

[0030] 图7为实施例中第五阶段的等效电路图；

[0031] 图8为实施例中第六阶段的等效电路图；

[0032] 图9为实施例中DC-AC部分工作状态示意图；

[0033] 图10为DC-AC部分开关管驱动波形图；

[0034] 图11为电网电压及并网电流波形图；

[0035] 图12为主开关管驱动和电压应力波形图；

[0036] 图13为辅开关管驱动和电压应力波形图；

[0037] 图14为微型逆变器的转换效率图；

[0038] 图15为并网电流畸变率示意图。

具体实施方式

[0039] 下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述：

[0040] 本实施例中，提出了一种高转换效率隔离型微型逆变器拓扑，如图1所示。该拓扑采用两级式拓扑，前级DC-DC部分用来实现最大功率跟踪（MPPT）和升压功能，后级DC-AC部分将直流电逆变成交流送到电网。整个极板最大功率一般小于310W，本专利提出的最大输出功率也为310W。根据极板的参数，开路电压一般为低于60V。该逆变器工作电压范围UPV在15-60V之间。DC-DC部分将UPV电压升高至Uou（t 大概400V）左右。下面将DC-DC部分工作原理进行介绍。DC-DC部分采用基于谐振隔离型升压软开关方案。由主开关管Q5、辅开关管Q6、升压电感L、隔离变压器T1、谐振电感Lr、谐振电容Cp、整流二极管D1和D2、电容C1和C2构成。主管和辅管按照一定的开通方式导通，两开关管开通和关断之间留有一定的死驱时间，可以实现两个开关管的ZVS零电压导通。

[0041] 控制过程分六个阶段，如图2所示。

[0042] 第一阶段(t0-t1)：

[0043] t0时刻，主开关管Q5导通，辅开关管Q6关断，输入电感电流iL线性增加，谐振电感电流iLr减小，但其方向为正，谐振电容电压UCp增加。变压器副边二极管D1导通，电容电压UC1升高，电容电压UC2减小。由于钳位电容电压UC电压较高，辅开关管Q6并联二极管不导通。其等效电路图如图3所示。此状态一直持续到t1时刻, 谐振电感电流iLr减小到零。

[0044] 第二阶段(t1-t2)：

[0045] t1时刻，主开关管Q5依然导通，辅开关管保持Q6关断，输入电感电流iL线性增加，谐振电感电流iLr由正变负，谐振电容电压UCp开始减小。副边二极管D2导通，电容电压UC2升高，电容电压UC1减小。其等效电路图如图4所示。

[0046] 第三阶段(t2-t3)：

[0047] t2时刻，主开关管Q5关断，辅开关管Q6关断，输入电感电流iL开始线性减小,谐振电感电流为开始增加，但依然为负值。主开关管Q5寄生电容Cr开始充电，直到t3时刻，寄生电容电压UCr与钳位电容电压Uc相等，即UCr=Uc。副边二极管D2一直导通，电容电压UC2升高，电压UC1减小。谐振电感电流开始慢慢增加直到t3时刻变成零。此充电过程时间较短，在此过程中输入电感电流iL大小基本保持恒定。其等效电路图如图5所示。

[0048] 第四阶段(t3-t4)：

[0049] t3时刻，主开关管Q5关断，辅开关管Q6关断，保持关断。输入电感电流iL继续线性减小。谐振电感电流开始由零开始增加。副边二极管D1开始导通，电容电压UC2开始减小，电压UC1增加。辅开关管Q6寄生二极管开始导通，开始给钳位电容Cc充电。直到t4时刻，辅开关管Q6开始导通。其等效电路图如图6所示。

[0050] 第五阶段(t4-t5)：

[0051] t4时刻，辅开关管Q6导通，由于辅开关管的反并联二极管已经导通，辅开关管处于零电压开通状态。谐振电感电流iLr继续增大。二极管D1导通，电容电压UC1升高，电容电压UC2减小。输入电感电流iL保持线性减小。其等效电路图如图7所示。

[0052] 第六阶段(t5-t6)：

[0053] t5时刻，辅开关管Q6关断。谐振电感电流iLr开始减小。二极管D1保持导通，电容电压UC1升高，电容电压UC2减小。输入电感电流iL保持线性减小。假设谐振电感Lr中存储的能量大于寄生电容Cr存储的能量，寄生电容电压将被放电至零，此时主开关管的反并联二极管导通。若此时开通主开关管，则主管处于零电压开通状态。t6开通Q5，另一个周期开始。其等效电路图如图8所示。

[0054] 后级DC-AC部分将直流电逆变成交流送到电网。为了减小开关损耗，功率器件Q1-Q4一部分工作于工频状态，一部分工作于高频状态。如图9所示。

[0055] 图10为开关管驱动波形，Q1与Q2工作于工频状态，Q3和Q4工作于高频状态。图11为电网电压及并网电流波形，并网电流波形正弦度较好，畸变率低。图12、图13为DC-DC 部分主开关管和辅开关管驱动及其电压应力波形，由图可知，主开关管和辅开关管属于零电压开通。

[0056] 图14为输出功率从空载到满载（310W）时，输入电压分别为25V、30V和40V时，微型逆变器的转换效率，由图可知，最高效率达到94.7%。

[0057] 图15为输入电压分别为25V、30V和40V时，输出功率从空载到满载时（310W）时，并网电流畸变率，由图可知，并网电流畸变率最低为2.9%。

[0058] 对本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及形变，而所有的这些改变以及形变都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。