本发明公开了用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器，该变换器的多电平变换器模块包括三相，每相由上桥臂、下桥臂和桥臂电感串联组成，上、下桥臂各包括N个子模块SM1‑SMN，上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上、下桥臂电感的连接点是变换器的交流侧电气接口，三个交流节点经过滤波电容器后对外连接高速永磁电机，桥臂电感与滤波电容构成LC型滤波器。本发明减少了MMC输出电压的高频谐波分量，降低了电机定子硅钢片高频涡流损耗，避免了绝缘性能恶化以及轴承易受高频谐波损坏的问题，实现高速永磁电机多电平驱动下稳定运行。
1.一种消除基于模块化多电平变换器的高速永磁电机驱动系统谐振的方法，其特征在于：模块化多电平变换器包括多电平变换器模块和滤波电容器模块，所述多电平变换器模块包括桥臂电感，且多电平变换器模块的输出端连接滤波电容器模块，滤波电容器模块包括三个星型连接的滤波电容器Cf，滤波电容器Cf与多电平变换器模块的桥臂电感构成LC型滤波器，所述LC型滤波器用于降低模块化多电平变换器输出电压高频谐波分量；
所述多电平变换器模块包括三相，各相均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂均包括串联连接的N个相同的子模块SMi，i＝1,2,...,N和一个桥臂电感L，所述上桥臂的第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连，上桥臂最后一个子模块的输出端通过上桥臂电感和下桥臂电感与下桥臂第一个子模块的输入端连接；每一相的上桥臂电感和下桥臂电感的连接点为多电平变换器模块的输出端，每个输出端均连接滤波电容器模块的一滤波电容器Cf，且桥臂电感L与滤波电容器Cf构成LC型滤波器；所述子模块为半桥模块，包括大功率可控电力电子开关T1和T2、两个二极管以及电容C，其中，T1和T2分别反并联一个二极管，然后串联，最后与电容C并联连接；所述T1和T2为绝缘栅双极型晶体管；所述上桥臂和下桥臂子模块数目分别为偶数；所述滤波电容器模块为星型连接，并分别与多电平变换器模块的三相输出端连接；
所述多电平变换器模块的上桥臂的第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，输出端分别与星型连接的滤波电容器相连，对外连接高速永磁电机；
(1)建立模块化多电平变换器MMC输出数学模型方程
根据基尔霍夫电压电流定律，桥臂电压和桥臂电流可表示为：
其中，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，Ls为高速永磁电机绕组电感，Rs为高速永磁电机绕组电阻，ej为高速永磁电机各相反电势，定义每相同时流过上、下桥臂的电流为环流izj，j＝a,b,c；
所以，由桥臂电压和桥臂电流数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：
(2)将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，得到αβ坐标系下MMC输出数学模型根据MMC输出数学模型方程，利用桥臂电感与滤波电容器Cf构建LC型滤波器，进一步将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，得到αβ坐标系下MMC输出数学模型为：其中，u′α、eα、iα分别为u′j、ej、ij旋转到αβ坐标系下α轴分量；
高速永磁电机驱动系统αβ坐标系下的微分模型方程为：
其中， Lf相当于LC型滤波器的滤波电感，Cf为滤波电容器；
其中，Iα(s)表示α轴电流分量，U′α(s)表示α轴电压分量；
为了抑制输出电压的高频谐波分量，谐振频率fn设计范围为：
(4)采用有源阻尼法消除系统谐振，降低模块化多电平变换器输出电压高频谐波分量。
2.根据权利要求1所述的一种消除基于模块化多电平变换器的高速永磁电机驱动系统谐振的方法，其特征在于，所述步骤(4)包括：通过采样滤波电容器电压得到三相输出电压ua,ub,uc，通过abc/dq变换并经过高通滤波器HPF，滤除直流分量和低频交流分量，得到只含谐振频率的交流电压分量 和 再通过dq/abc变换得到只含谐振频率的三相电压和为了补偿通过HPF时产生的相移偏差，以及MMC子模块开关时刻存在的延时，对三相电压 和 进一步处理；
定义经过相移补偿后的电压为uj_com， 为经过低通滤波器LPF的电压，通过采用LPF，延时90°，避免了直流偏置问题；因此，经过相移补偿后的电压uj_com数学方程为：其中，Ts为子模块开关时间常数，经过相移补偿后的电压uj_com通过阻尼系数Kdamp后，得到最终的用于消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res；
最后，将得到的消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res叠加到高速永磁电机矢量控制的调制信号中，从而实现用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器稳定运行，高频谐波分量得到有效抑制。
一种用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及电机驱动器件，特别是涉及一种用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器。
背景技术
[0002] 高速永磁电机(High Speed Permanent Magnet Machines，HSPMMs)凭借其效率和功率密度高的优势，应用潜力极大，它涵盖了各种功率等级的场合，已成为当前国内外电机领域的一个研究热点。
[0003] 由于高速永磁电机运行频率高，对逆变器的开关频率更高，高速永磁电机应用于中高压大功率场合时，普通的三相全桥逆变器甚至传统多电平拓扑都已不再适用于中高压大功率高频运行条件下。模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)是一种新型的多电平变换器，具有高度模块化结构，效率高，便于扩展系统电压和容量，实现工业化生产。模块化多电平变换器驱动高速永磁电机，无需通过大容量变压器，即可实现低耐压开关实现高压多电平输出，等效开关频率高，波形更接近正弦波，可以降低系统损耗。
[0004] 但是高速永磁电机绕组电感较小，采用电压源三相逆变器驱动电机时，电流开关频率谐波含量高，产生大量涡流损耗，即使采用MMC，可以降低电流谐波含量，但是由于等效开关频率高的特点，输出电压中会产生大量的高频谐波分量，使得定子硅钢片涡流损耗变大，同时影响电机绝缘性能，损害电机端部。
发明内容
[0005] 发明目的：针对现有技术的缺陷，提供一种带有输出滤波器的，可以降低高频谐波分量，保证高速永磁电机稳定运行的用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器及消除系统谐振的方法。
[0006] 技术方案：一种带有输出滤波器的模块化多电平变换器，包括多电平变换器模块和滤波电容器模块，所述多电平变换器模块包括桥臂电感，且多电平变换器模块的输出端连接滤波电容器模块，该滤波电容器与多电平变换器模块的桥臂电感构成LC型滤波器，所述LC型滤波器用于降低模块化多电平变换器输出电压高频谐波分量。
[0007] 其中，所述多电平变换器模块包括三相，各相均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂均包括串联连接的N个相同的子模块SMi，i＝1,2,...,N和一个桥臂电感L，所述上桥臂的第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连，上桥臂最后一个子模块的输出端通过上桥臂电感和下桥臂电感与下桥臂第一个子模块的输入端连接；所述每一相的上桥臂和下桥臂电感的连接点为多电平变换器模块的输出端，每个输出端均连接一滤波电容Cf，且桥臂电感L与滤波电容Cf构成LC型滤波器。
[0008] 其中，所述子模块为半桥模块，包括大功率可控电力电子开关T1和T2、两个二极管以及电容C，其中，T1和T2分别反并联一个二极管，然后串联，最后与电容C并联连接。
[0009] 其中，所述T1和T2为绝缘栅双极型晶体管。
[0010] 其中，所述上桥臂和下桥臂子模块数目分别为偶数。
[0011] 其中，所述滤波电容器模块为星型连接，并分别与多电平变换器模块的三相输出端连接。
[0012] 一种基于所述模块化多电平变换器的高速永磁电机驱动系统，所述多电平变换器模块的上桥臂的第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，输出端分别与星型连接的滤波电容器模块相连，对外连接高速永磁电机。
[0013] 一种消除所述高速永磁电机驱动系统谐振的方法，包括以下步骤：
[0014] (1)建立MMC输出数学模型方程
[0015] 根据基尔霍夫电压电流定律，桥臂电压和桥臂电流可表示为：
[0016]
[0017]
[0018] 其中，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，Ls为高速永磁电机绕组电感，Rs为高速永磁电机绕组电阻，ej为高速永磁电机各相反电势，定义每相同时流过上、下桥臂的电流为环流izj，j＝a,b,c；
[0019] 所以，由桥臂电压和桥臂电流数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：
[0020]
[0021] 定义 则MMC输出数学模型方程为：
[0022]
[0023] (2)将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，得到αβ坐标系下MMC输出数学模型[0024] 根据MMC输出数学模型方程，利用桥臂电感与外部输出滤波电容器构建LC型滤波器，进一步将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，得到αβ坐标系下MMC输出数学模型为：
[0025]
[0026] 其中，u′α、eα、iα分别为u′j、ej、ij旋转到αβ坐标系下α轴分量；
[0027] 高速永磁电机驱动系统αβ坐标系下的微分模型方程为：
[0028]
[0029] 其中， Lf相当于LC型滤波器的滤波电感，Cf为滤波器的滤波电容；
[0030] (3)系统谐振角频率和谐振频率计算
[0031] 根据微分模型方程，可推得此系统的传递函数为：
[0032]
[0033] 其中，Iα(s)表示α轴电流分量，U′α(s)表示α轴电压分量；
[0034] 则系统的谐振角频率ωn为：
[0035]
[0036] 为了抑制输出电压的高频谐波分量，谐振频率fn设计范围为：
[0037] 2fr≤fn≤fs/3
[0038] 其中，fr为电机运行频率，fs为子模块开关频率；
[0039] (4)采用有源阻尼法消除系统谐振，降低模块化多电平变换器输出电压高频谐波分量。
[0040] 进一步的，所述步骤(4)包括：通过采样滤波电容器电压得到三相输出电压ua,ub,uc，通过abc/dq变换并经过高通滤波器HPF，滤除直流分流分量和低频交流分量，得到谐振频率处交流电压分量 和 再通过dq/abc变换得到只含谐振频率的三相电压 和
[0041] 为了补偿通过HPF时产生的相移偏差，以及MMC子模块开关时刻存在的延时，对三相电压 和 进一步处理；
[0042] 定义经过处理补偿后的电压为uj_com， 为经过低通滤波器LPF的电压，通过采用LPF， 延时90°，避免了直流偏置问题；因此，相移补偿电压uj_com数学方程为：
[0043]
[0044] 其中，Ts为子模块开关时间常数，经过补偿后得到的电压uj_com通过阻尼系数Kdamp后，得到最终的用于消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res；
[0045] 最后，将得到的消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res叠加到高速永磁电机矢量控制的调制信号中，从而实现用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器稳定运行，高频谐波分量得到有效抑制。
[0046] 有益效果：与现有技术相比，本发明的用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器及消除系统谐振的方法具有以下优点：
[0047] (1)模块化多电平每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块承受电压为Vdc/N(Vdc为直流母线电压)，对于中高压大功率场合，降低了对电力电子开关器件的规格要求，易于实现系统扩容。
[0048] (2)模块化多电平变换器等效开关频率高，降低了高速永磁电机对开关器件高开关频率的要求和系统损耗，节省硬件资源。
[0049] (3)带有输出滤波器的模块化多电平变换器，降低了输出电压的高频谐波分量，减小了高速永磁电机定子硅钢片高频涡流损耗，防止电机绝缘性能恶化和端部受到损害。
[0050] (4)实现中高压大功率高速永磁电机稳定运行，可靠性高。
附图说明
[0051] 图1是本发明的拓扑图；
[0052] 图2是本发明的电路结构示意图；
[0053] 图3是高速永磁电机驱动系统等效电路图；
[0054] 图4是输出滤波器有源阻尼法控制原理图。
具体实施方式
[0055] 下面结合附图对本发明的技术方案进行详细的描述。
[0056] 如图1所示，一种用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器拓扑图，由模块化多电平变换器，输出滤波电容器和高速永磁电机构成。
[0057] 其中，带有输出滤波器的模块化多电平变换器包括多电平变换器模块和滤波电容器模块；滤波电容器模块包括三个星型连接的滤波电容Cf，多电平变换器模块包括三相，每一相均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂包括依次串联连接的N个相同结构的子模块SM1～SMN，且SMN的输出端与上桥臂电感L连接，下桥臂包括依次串联连接的N个相同结构的子模块SM1～SMN，且SM1的输入端与下桥臂电感L连接，上桥臂电感L和下桥臂电感L串联连接。
[0058] 为使变换器能输出零电平，上桥臂和下桥臂子模块数目均为偶数。所有子模块的电路拓扑均相同，其中，每个子模块中包括大功率可控电力电子开关T1和T2，T1和T2可以为绝缘栅双极型晶体管(简称IGBT)；T1、T2的反并联二极管；子模块直流电容C；开关器件T1和T2分别反并联一个二极管，然后串联连接，最后与电容C并联；每个子模块为半桥结构。
[0059] 模块化多电平变换器每一相的上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上桥臂电感和下桥臂电的连接点是变换器的交流侧电气接口，三个交流节点分别经过滤波电容器后对外连接高速永磁电机。
[0060] 如图2所示，带有输出滤波器的模块化多电平变换器电路结构图，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，j＝a,b,c，idc为直流侧电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，R为桥臂电阻，Cf为滤波电容器，Ls为高速永磁电机绕组电感，Rs为高速永磁电机绕组电阻，ej为高速永磁电机各相反电势，定义每相同时流过上、下桥臂的电流为环流izj。
[0061] 消除带有所述模块化多电平变换器的高速永磁电机驱动系统谐振的方法为：
[0062] (1)建立MMC输出数学模型方程
[0063] 根据基尔霍夫电压电流定律，桥臂电压和桥臂电流可表示为：
[0064]
[0065]
[0066] 所以，由桥臂电压和桥臂电流数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：
[0067]
[0068] 定义 则MMC输出数学模型方程为：
[0069]
[0070] (2)将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，得到αβ坐标系下MMC输出数学模型[0071] 根据MMC输出数学模型方程，可以利用桥臂电感与外部输出滤波电容器构建LC型滤波器。进一步将MMC输出数学模型方程进行Clarke变换，可以得到αβ坐标系下MMC输出数学模型为：
[0072]
[0073] 其中，u′α、eα、iα分别为u′j、ej、ij旋转到αβ坐标系下α轴分量，[0074] 如图3所示，为高速永磁电机驱动系统αβ坐标系下等效电路图，其中 Lf相当于LC型滤波器的滤波电感，根据图3，可以推出高速永磁电机驱动系统αβ坐标系下的微分模型方程为：
[0075]
[0076] 其中，Cf为滤波器的滤波电容；
[0077] (3)系统谐振角频率和谐振频率计算
[0078] 根据微分模型方程，可推得此系统的传递函数为：
[0079]
[0080] 其中，Iα(s)表示α轴电流分量，U′α(s)表示α轴电压分量；
[0081] 则系统的谐振角频率ωn为：
[0082]
[0083] 为了抑制输出电压的高频谐波分量，谐振频率fn设计范围为：
[0084] 2fr≤fn≤fs/3 (9)
[0085] 其中，fr为电机运行频率，fs为子模块开关频率。
[0086] (4)采用有源阻尼法消除系统谐振，降低模块化多电平变换器输出电压高频谐波分量
[0087] 如图4所示，为输出滤波器有源阻尼法控制原理图，通过采样滤波电容器电压得到三相输出电压ua,ub,uc，通过abc/dq变换并经过高通滤波器(HPF),滤除直流分流分量和低频交流分量，得到谐振频率处交流电压分量 和 再通过dq/abc变换得到只含谐振频率的三相电压 和 由于通过HPF会存在相移，相移偏差为90°，为了补偿通过HPF存在相移的问题，以及MMC子模块开关时刻存在延时，对三相电压 和 进一步处理。
[0088] 定义经过处理补偿后的电压为uj_com，图4中以a相为例进行说明， 为经过低通滤波器(LPF)的电压，通过采用LPF， 延时90°，避免了直流偏置问题。因此，相移补偿电压ua_com数学方程为：
[0089]
[0090] 其中，Ts为子模块开关时间常数。经过补偿后得到的电压uj_com通过阻尼系数Kdamp后，得到最终的用于消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res。
[0091] 最后，将得到的消除系统谐振的电压分量ua_res，ub_res和uc_res叠加到高速永磁电机矢量控制的调制信号中，从而实现用于高速永磁电机驱动系统的模块化多电平变换器稳定运行，高频谐波分量得到有效抑制。
