一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法

摘要

本发明提供一种双向级联式Buck‑Boost变换器的软开关调制方法，包括：第一MOSFET开关管的导通时刻位于第二MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第一MOSFET开关管的关断时刻位于第三MOSFET开关管的导通时刻后至少一个采样周期；第二MOSFET开关管的导通时刻位于第一MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；第三MOSFET开关管的导通时刻位于第四MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第三MOSFET开关管的关断时刻为电感电流过零时刻；第四MOSFET开关管的导通时刻位于第三MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期。本发明不借助于额外辅助电路实现了双向级联式Buck‑Boost变换器的软开关调制，避免调制与控制的交互影响，降低了双向级联式Buck‑Boost变换器控制系统的设计和实现难度。

权利要求

1.一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，所述双向级联式Buck-Boost变换器包括四个桥臂，所述四个桥臂包括第一MOSFET开关管、第二MOSFET开关管、第三MOSFET开关管和第四MOSFET开关管，其特征在于，所述软开关调制方法包括：所述双向级联式Buck-Boost变换器工作在DCM模式，对所述双向级联式Buck-Boost变换器输出电压进行PI控制后再PWM调制，得到所述第一MOSFET开关管和所述第四MOSFET开关管的初始开关信号，信号取反后得到所述第二MOSFET开关管和所述第三MOSFET开关管的初始开关信号；

对初始开关信号进行调整，使得：

所述第一MOSFET开关管的导通时刻位于所述第二MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，所述第一MOSFET开关管的关断时刻位于所述第三MOSFET开关管的导通时刻后至少一个采样周期；

所述第二MOSFET开关管的导通时刻位于所述第一MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；

所述第三MOSFET开关管的导通时刻位于所述第四MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，所述第三MOSFET开关管的关断时刻为电感电流过零时刻；

所述第四MOSFET开关管的导通时刻位于所述第三MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；

所述软开关调制方法具体包括以下连贯步骤：

步骤P0、在双向级联式Buck-Boost变换器工作的初始时刻，第二MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通，第一MOSFET开关管和第四MOSFET开关管关断，获得负电感电流后关断第三MOSFET开关管，导通第四MOSFET开关管；

步骤P1、向所述第二MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第一MOSFET开关管发送导通信号；

步骤P2、向第四MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第三MOSFET开关管发送导通信号；

步骤P3、在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信号；

步骤P4、检测电感电流过零时，向第三MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第四MOSFET开关管发送导通信号。

2.如权利要求1所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，其特征在于，所述工作的初始时刻的调制方法具体包括：向所述第二MOSFET开关管和所述第三MOSFET开关管发送导通信号；

向所述第一MOSFET开关管和所述第四MOSFET开关管发送关断信号，获得负电感电流；

当电感电流为零后，向所述第三MOSFET开关管发送关断信号，所述第四MOSFET开关管发送导通信号。

3.如权利要求1所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，对于任意一个MOSFET开关管，该MOSFET开关管还并联一个寄生电容，同时反向并联二极管，其特征在于，所述步骤P1具体包括：向所述第二MOSFET开关管发送关断信号，所述第二MOSFET开关管并联的第二寄生电容充电，实现所述第二MOSFET开关管零电流关断；

延时至少一个采样周期向所述第一MOSFET开关管发送导通信号，以使所述第二寄生电容充电完全，再通过所述第一MOSFET开关管反向并联的第一二极管先导通，实现所述第一MOSFET开关管零电压导通；

第一MOSFET开关管和第四MOSFET开关管导通使得电感先会向输入电压侧输入电流直至放电完全，再由输入电压侧向所述电感充电，并使第一寄生电容和第四寄生电容放电，电感电流由于不断充电而正向增大。

4.如权利要求3所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，所述步骤P2具体包括：向第四MOSFET开关管发送关断信号，并向第四寄生电容充电，以使得第四MOSFET开关管零电流关断；

延时至少一个采样周期向所述第三MOSFET开关管发送导通信号使得第四寄生电容充电完全，再通过第三二极管先导通的过程，实现所述第三MOSFET开关管零电压导通，并使第三寄生电容放电；

在第一MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通时，电感充电，此时电感电流的增大幅度小于步骤P1时的增大幅度。

5.如权利要求3所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，所述步骤P3具体包括：在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，通过向第一寄生电容充电，实现零电流关断第一MOSFET开关管，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信号，使得第一寄生电容完全充电，再通过先导通第二二极管实现零电压导通所述第二MOSFET开关管，当所述第二MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通时，电感放电至输出端，电感电流逐渐减小。

6.如权利要求3所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，所述步骤P4具体包括：检测电感电流过零时，向第三MOSFET开关管发送关断信号，以实现零电流关断第三MOSFET开关管，电感电流随之反向，产生负电感电流，并使得第二寄生电容放电，第三寄生电容充电，电流经过第四二极管导通，延时至少一个采样周期后，再零电压导通第四MOSFET开关管，此时第二MOSFET开关管和第四MOSFET开关管导通，第一MOSFET开关管和第三MOSFET开关管关断，此时电路通过第二MOSFET开关管和第四MOSFET开关管的反并联二极管导通，电感电流不发生改变。

7.如权利要求1所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，其特征在于，还包括：所述双向级联式Buck-Boost变换器工作在DCM模式；

将输出电压和输出电压的参考值输入PI控制器，以输出调制波；

根据调制波和三角载波比较进行PWM调制，获得所述初始开关信号。

8.如权利要求1所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，其特征在于，还包括：分析电感电流负值的绝对值最小值；

根据变换器运行模式及传输效率要求，获得电感的大小。

9.如权利要求1所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，其特征在于，所述采样周期占控制周期的1/100-1/10。

说明书

一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力变换技术领域，更具体地，涉及一种双向级联式Buck-Boost变换器及其软开关调制方法。

背景技术

[0002] 双向级联式Buck-Boost变换器具有输入输出电压宽范围变换、能量双向流动的特点，特别适合于新能源领域DC/DC变换场合。

[0003] 双向级联式Buck-Boost变换器的调制方法包括分段式调制法和PWM调制。分段式调制法中两MOSFET开关管固定导通或关断，另外两个MOSFET开关管动作，根据输入输出电压大小进行分段控制，具有MOSFET开关管动作较少、损耗低的特点，但输入输出电压近似相等时控制效果较差；PWM调制无需比较输入输出电压大小，电压调节范围更广。

[0004] PWM调制方法不仅可以工作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)，还可以工作在DCM模式下。在CCM模式下，其电感值较大，电感电流峰值和纹波小，建模简单，输出电压与MOSFET开关管占空比呈正比，适用于负载功率较大的场合，但是控制系统设计相对复杂。而DCM模式下，要求其电感值较小，电感电流变化范围不大，但电感电流峰值较大，导致MOSFET开关管承受较大的电流应力，影响MOSFET开关管变换器的带载能力且输出电压纹波较大，因此更适用于负载功率较小的场合。

[0005] 双向级联式Buck-Boost变换器的PWM调制过程中，由于每个控制周期四个MOSFET开关管均要动作，会使得MOSFET开关管损耗比起分段式调制更严重，为解决MOSFET开关管损耗增加的问题，国内外学者提出了多种软开关实现办法。

[0006] DC/DC变换器一般采用附加辅助电路实现软开关。一种辅助电路是通过附加受MOSFET开关管控制的电容或电感电路与主电路电感或电容发生谐振，使原电路实现MOSFET开关管器件零电流关断或零电压开通，另一种全辅助电路，是在原电路的基础上添加MOSFET开关管器件、谐振电感和谐振电容，通过全辅助电路引起的谐振使原电路中的MOSFET开关管器件实现软开关。这种采用附加电路软开关实现方法，导致DC/DC变换器结构更加复杂，不确定性增加，由谐振引起的额外损耗也降低了变换器的效率。

[0007] 另外一类不借助于辅助电路的软开关实现方法，根据拓扑结构和DCM的特点，通过引入电感反向电流实现软开关。例如采用三重半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构，分Buck模式和Boost模式运行，上下两部分开关在不同模式下，互为主开关和辅助开关，利用DCM模式下的负电感电流，开关管并联的小电容，以及在额外加入的死区时间内动作实现软开关，这种方法没有额外开关，利用变换器原有结构构成辅助开关，提高了变换器效率，但该方法要根据输入输出电压大小区分运行模式，致使控制方法复杂、模式切换过程控制效果无法保证。在三相交错同步双向DC/DC变换器中，将主电路中的开关一部分作为主开关，另一部分作为辅助开关，通过辅助开关对并联的电容充放电及负电感电流作用实现软开关，但该DC/DC变换器模型结构复杂，控制涉及MOSFET开关管器件及电感电容元件较多，容易产生误动作。文献提出一种通过定义精确时间控制各MOSFET导通关断的方法，运用双向级联式Buck-Boost变换器本身电路结构实现软开关。通过MOSFET管的寄生电容和偏置电流，以电感电流波形对四个MOSFET管的导通时间进行计算与控制，从而实现软开关，但这种方法是基于时间的开环调制方法，并不能对输出电压进行准确控制，致使输出电压与参考值误差过大，并且计算过程复杂，精确度较低。

[0008] 若采用辅助电路的方法，会导致DC/DC变换器结构复杂，额外损耗增加。若不加辅助电路，利用DC/DC变换器本身拓扑结构实现软开关，区分模式运行的方法将导致控制难度加大；有的DC/DC变换器主电路结构复杂，器件失控问题严重；或者采用基于时间的开环控制方式，控制精度较低。

发明内容

[0009] 本发明提供一种克服上述问题或者至少部分地解决上述问题的一种双向级联式Buck-Boost变换器及其软开关调制方法。

[0010] 根据本发明的一个方面，提供一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，所述双向级联式Buck-Boost变换器包括四个桥臂，第一MOSFET开关管、第二MOSFET开关管、第三MOSFET开关管和第四MOSFET开关管，所述软开关调制方法包括：

[0011] 所述双向级联式Buck-Boost变换器工作在DCM模式，对所述双向级联式Buck-Boost变换器输出电压进行PI控制后再PWM调制，得到所述第一MOSFET开关管和所述第四MOSFET开关管的初始开关信号，信号取反后得到所述第二MOSFET开关管和所述第三MOSFET开关管的初始开关信号；

[0012] 对初始开关信号进行调整，使得：

[0013] 所述第一MOSFET开关管的导通时刻位于所述第二MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，所述第一MOSFET开关管的关断时刻位于所述第三MOSFET开关管的导通时刻后至少一个采样周期；

[0014] 所述第二MOSFET开关管的导通时刻位于所述第一MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；

[0015] 所述第三MOSFET开关管的导通时刻位于所述第四MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，所述第三MOSFET开关管的关断时刻为电感电流过零时刻；

[0016] 所述第四MOSFET开关管的导通时刻位于所述第三MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期。

[0017] 优选地，所述软开关调制方法具体包括：

[0018] 步骤P0、在双向级联式Buck-Boost变换器工作的初始时刻，第二MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通，第一MOSFET开关管和第四MOSFET开关管关断，获得负电感电流后关断第三MOSFET开关管，导通第四MOSFET开关管；

[0019] 步骤P1、向所述第二MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第一MOSFET开关管发送导通信号；

[0020] 步骤P2、向第四MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第三MOSFET开关管发送导通信号；

[0021] 步骤P3、在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信息；

[0022] P4、检测电感电流过零时，向第三MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第四MOSFET开关管发送导通信号。

[0023] 优选地，所述工作的初始时刻的调制方法具体包括：

[0024] 向所述第二MOSFET开关管和所述第三MOSFET开关管发送导通信号；

[0025] 向所述第一MOSFET开关管和所述第四MOSFET开关管发送关断信号，获得反向电感电流；

[0026] 一段时间后，向所述第三MOSFET开关管发送关断信号，所述第四MOSFET开关管发送导通信号。

[0027] 优选地，对于任意一个MOSFET开关管，该MOSFET开关管还并联一个寄生电容，同时反向并联二极管，所述步骤P1具体包括：

[0028] 向所述第二MOSFET开关管发送关断信号，所述第二MOSFET开关管并联的第二寄生电容充电，实现所述第二MOSFET开关管零电流关断；

[0029] 延时至少一个采样周期向所述第一MOSFET开关管发送导通信息，以使所述第二寄生电容充电完全，再通过所述第一MOSFET开关管反向并联的第一二极管先导通，实现所述第一MOSFET开关管零电压导通；

[0030] 第一MOSFET开关管和第四MOSFET开关管导通使得电感先会向输入电压侧输入电流直至放电完全，再由输入电压侧向所述电感充电，并使所述第一寄生电容和第四寄生电容放电，电感电流由于不断充电而正向增大。

[0031] 优选地，所述步骤P2具体包括：

[0032] 向第四MOSFET开关管发送关断信号，并向第四寄生电容充电，以使得第四MOSFET开关管零电流关断；

[0033] 延时至少一个采样周期向所述第三MOSFET开关管发送导通信息，以使所述第四寄生电容充电完全，再通过第三二极管先导通的过程，实现所述第三MOSFET开关管零电压导通，并使第三寄生电容放电；

[0034] 在第一MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通时，电感充电，此时电感电流的增大幅度小于步骤P1时的增大幅度。

[0035] 优选地，所述步骤P3具体包括：

[0036] 在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，通过向第一寄生电容充电，实现零电流关断第一MOSFET开关管，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信息，以使所述第一寄生电容充电完全，再通过先导通第二二极管实现零电压导通所述第二MOSFET开关管，当所述第二MOSFET开关管和第三MOSFET开关管导通时，电感放电至输出端而逐渐减小。

[0037] 优选地，所述步骤P4具体包括：

[0038] 检测电感电流过零时，向第三MOSFET开关管发送关断信号，以实现零电流关断第三MOSFET开关管，电感电流随之方向，产生负电感电流，并使得第二寄生电容放电，第三寄生电容充电，电流经过第四二极管导通，延时至少一个采样周期后，再零电压导通第四MOSFET开关管，此时第二MOSFET开关管和第四MOSFET开关管导通，第一MOSFET开关管和第三MOSFET开关管关断，此时电路通过第二MOSFET开关管和第四MOSFET开关管的反并联二极管导通，电感电流不发生改变。

[0039] 优选地，所述双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，还包括：

[0040] 所述双向级联式Buck-Boost变换器工作在DCM模式；

[0041] 将输出电压和输出电压的参考值输入PI控制器，以输出调制波；

[0042] 根据调制波和三角载波比较进行PWM调制，获得所述初始开关信号。

[0043] 优选地，所述的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法还包括：

[0044] 分析电感电流负值的数值最小值；

[0045] 根据变换器运行模式及传输效率要求，获得所述电感的大小。

[0046] 优选地，所述采样周期占控制周期的1/100-1/10。

[0047] 本申请提出的一种双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法，在不借助于额外辅助电路的情况下了实现了双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制，并通过避免调制与控制的交互影响，降低了双向级联式Buck-Boost变换器控制系统的设计和实现难度。通过仿真实验验证该方法的正确性和有效性。

附图说明

[0048] 图1为根据本发明实施例的双向级联式Buck-Boost变换器的结构示意图；

[0049] 图2为现有技术中的DCM模式下PWM调制电感电流波形图及开关信号图，其中图2(a)为DCM模式下PWM调制电感电流波形图，图2(b)为DCM模式下PWM调制开关信号图；

[0050] 图3为现有技术中DCM模式下PWM调制框图；

[0051] 图4为根据本发明实施例的DCM模式下PWM调制的电感电流波形图及开关信号图，其中图4(a)为PWM调制的电感电流波形图，图4(b)为DCM模式下PWM调制开关信号图；

[0052] 图5为根据本发明实施例的步骤P1的电感电流流向及开关动作图，其中图5(a)为t0≤t

[0053] 图6为根据本发明实施例的步骤P2的电感电流流向及开关动作图，其中图6(a)为t1时刻的电感电流流向及开关动作图，图6(b)为MOSFET开关管S3零电压导通时的电感电流流向及开关动作图，图6(c)为t1≤t

[0054] 图7为根据本发明实施例的步骤P3的电感电流流向及开关动作图，其中图7(a)为t2时刻的电感电流流向及开关动作图，图7(b)为t2

[0055] 图8为根据本发明实施例的步骤P4的电感电流流向及开关动作图，其中图8(a)为t3时刻的电感电流流向及开关动作图，图8(b)为Coos2放电，Coos3充电的电感电流流向及开关动作图，图8(c)为t3

[0056] 图9为根据本发明实施例的DCM模式下软开关PWM调制框图；

[0057] 图10为根据本发明实施例的输出电压波形图；

[0058] 图11为根据本发明实施例的电感电流波形图；

[0059] 图12为根据本发明实施例的MOSFET开关管S1两端的电压电流图；

[0060] 图13为根据本发明实施例的MOSFET开关管S2两端的电压电流图；

[0061] 图14为根据本发明实施例的MOSFET开关管S3两端的电压电流图；

[0062] 图15为根据本发明实施例的MOSFET开关管S4两端的电压电流图。

具体实施方式

[0063] 下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

[0064] 图1示出了本发明实施例的双向级联式Buck-Boost变换器的结构示意图，如图1所示，电感L的第一端通过第一MOSFET开关管S1和第二MOSFET开关管S2分别与输入电压的正极和负极连接，第二端通过第三MOSFET开关管S3和第四MOSFET开关管S4与输出电压的正极和负极连接；第一滤波电容C1连接输入电压的正极和负极；第二滤波电容C2连接输出电压的正极和负极；第一MOSFET开关管S1与第一寄生电容Coos1并联，同时与第一二极管D1反向并联；第二MOSFET开关管S2与第二寄生电容Coos2并联，同时与第二二极管D2反向并联；第三MOSFET开关管S3与第三寄生电容Coos3并联，同时与第三二极管D3反向并联；第四MOSFET开关管S4与第四寄生电容Coos4并联，同时与第四二极管D4反向并联。

[0065] 设Ts为一个控制周期，输入电压为V1，输出电压为V2，在现有技术中，对于DCM模式下经PWM调制后的电感电流波形图如图2(a)所示，PWM调制初始开关信号如图2(b)所示。

[0066] 对于DCM模式PWM调制技术，开关分为两组同时动作，其中S1和S4为一组，S2和S3为一组，不需要比较输入输出电压大小，且对输入输出电压相差不大时能够正常运行。在[0,d1TS]期间，占空比(占空比是指在一个脉冲循环内，通电时间相对于总时间所占的比例)设为d1，MOSFET开关管S1和S4导通，输入电压V1经过电感L形成回路并给电感L充电，使电感电流增大；在[d1TS,(d1+d2)TS]期间，占空比设为d2，关断MOSFET开关管S1和S4并导通MOSFET开关管S2和S3，此时电感L储存的电能放电至输出端V2，使得电感电流减小至零；在[(d1+d2)TS,TS]期间，占空比设为d3，电感电流下降到零后MOSFET开关管动作不变，此时电感没有可传递能量致使电感电流恒为零，通过对MOSFET开关管的导通占空比设置达到升降压的功能。

[0067] 根据对双向级联式Buck-Boost变换器的分析，可以得到DCM模式下该变换器的PWM调制框图，如图3所示，输出电压V2与其参考电压V2*输入PI控制器生产调制波，与三角载波比较经PWM调制后得到开关占空比，再依次传递各MOSFET开关管信号，使得输出电压很好地跟踪参考电压，并具有一定抗干扰能力。

[0068] 通过上述分析，可以通过令电感电流反向，通过MOSFET开关管的寄生电容COSS、反并联二极管及电感L上的负电流实现在DCM模式PWM调制基础上的软开关。具体来说：在MOSFET开关管导通前其反并联的二极管先导通，则四个MOSFET开关管都是在零电压条件下开通；当MOSFET开关管导通时，MOSFET开关管的寄生电容COSS放电；如果MOSFET开关管快速关断，寄生电容COSS充电电流可使MOSFET开关管零电流关断。DCM模式下软MOSFET开关管PWM调制的电感电流波形图如图4(a)所示，MOSFET开关管控制信号如图4(b)所示。

[0069] 在本发明实施例的双向级联式Buck-Boost变换器中，PWM调制阶段，开关分为两组同时动作，其中S1和S4为一组，S2和S3为一组。

[0070] 本实施例的双向级联式Buck-Boost变换器软开关调制方法包括：

[0071] 双向级联式Buck-Boost变换器在DCM模式下经过PWM调制后，得到所述第一MOSFET开关管和所述第四MOSFET开关管的初始开关信号，信号取反后得到所述第二MOSFET开关管和所述第三MOSFET开关管的初始开关信号。

[0072] 对初始开关信号进行调整，使得第一MOSFET开关管的导通时刻位于第二MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第一MOSFET开关管的关断时刻位于第三MOSFET开关管的导通时刻后至少一个采样周期；

[0073] 对初始开关信号进行调整，使得第二MOSFET开关管的导通时刻位于第一MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；

[0074] 对初始开关信号进行调整，使得第三MOSFET开关管的导通时刻位于第四MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第三MOSFET开关管的关断时刻为电感电流过零时刻；

[0075] 在上一个实施例的基础上，控制方法具体包括：

[0076] 在系统初始运行时，为保障有一个电感电流负值-I0，需要在输出端V2侧进行短时间反向充电，此时S2和S3导通，S1和S4关断。

[0077] P1、向所述第二MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第一MOSFET开关管发送导通信号；

[0078] P2、向第四MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第三MOSFET开关管发送导通信号；

[0079] P3、在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信息；

[0080] P4、检测电感电流过零时，向第三MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第四MOSFET开关管发送导通信号。

[0081] 在上述实施例的基础上，步骤P1具体包括：

[0082] 根据开关信号的波形图，在第二MOSFET开关管和第四MOSFET开关管导通且第一MOSFET开关管和第三MOSFET开关管关断时，向第二MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第一MOSFET开关管发送导通信号，以使电感电流正向流动并增大。

[0083] 根据图5(a)和图5(b)，当t

[0084] 当t＝t0时，先迅速关断MOSFET开关管S2。由于寄生电容COSS2充电可以使S2实现零电流关断，如图5(b)所示；为保证寄生电容COSS2充电完全需要S1开通信号延时至少一个采样周期，并且在导通S1前，二极管D1先导通，可以实现S1零电压开通，如图5(c)所示。

[0085] 当t0

[0086] 在上述实施例的基础上，步骤P2具体包括：

[0087] 向第四MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第三MOSFET开关管发送导通信号；

[0088] 当t＝t1时，在t1时刻先给寄生电容COSS4充电，使之零电流关断S4，如图6(a)所示，同时为保证寄生电容充电完全，经过延时至少一个采样周期后，通过二极管先导通的过程，使得S3实现零电压导通，并使寄生电容COSS3放电，如图6(b)所示。

[0089] 当t1

[0090] 在上述实施例的基础上，步骤P3具体包括：

[0091] 在向第三MOSFET开关管发送导通信号后，延时至少一个采样周期，向第一MOSFET开关管发送关断信号，延时至少一个采样周期后向第二MOSFET开关管发送导通信息；

[0092] 当t＝t2时，在t2时刻在给寄生电容COSS1充电，可以实现零电流关断S1，如图7(a)所示，为保证寄生电容充电完全而延时一个采样周期后，通过二极管D2先导通使得S2实现零电压导通，如图7(b)所示。

[0093] 当t2

[0094] 在上述实施例的基础上，步骤P4具体包括：

[0095] 当电感电流减小至零点时，向第三MOSFET开关管S3发送关断信号，以使电感电流反向流动，延时至少一个采样周期后向第四MOSFET开关管发送导通信号，以使电感电流保持在最小值，一个控制周期结束。

[0096] 当t＝t3时，在电感电流iL过零点关断S3，即零电流关断S3，电感电流随之反向，产生负电感电流-I0，如图8(a)所示，并给寄生电容COSS2放电，COSS3充电，如图8(b)所示，最后电流经过二极管D4形成回路，此时可以实现零电压导通S4，如图8(c)所示。

[0097] 当t3

[0098] 需要说明的是，软开关PWM调制是在PWM调制的基础上进行改进实现的软开关，整个调制框图如图9所示：

[0099] 对于MOSFET开关管S1，经过PWM调制的开关信号需要进行上升沿延时至少一个采样周期，形成一个死区以保证MOSFET的寄生电容能够充电完全，同时下降沿在MOSFET开关管S3的上升沿后，延时至少一个采样周期，创造出新的开关动作过程，令MOSFET开关管S1～S4相继导通关断，使得每个MOSFET均能实现软开关。最后加一个阶梯信号，令MOSFET开关管S1在系统初始运行时处于关断状态，保障初始的电感电流负值。

[0100] 对于MOSFET开关管S2，由于MOSFET开关管S2、S3要和MOSFET开关管S1、S4互补动作，需要对经过PWM调制的MOSFET开关管信号进行取反操作。之后上升沿在MOSFET开关管S1的下降沿后，延时至少一个采样周期的死区，不仅可以保证寄生电容充分充电，还使得S2在S1关断后再导通，获得了新的MOSFET开关管动作过程。最后的阶梯信号使得S2在系统初始运行时处于开通状态以获得初始电感电流负值。

[0101] 对于MOSFET开关管S3，同样先对经过PWM调制的MOSFET开关管信号进行取反操作。当电感电流iL的值下降到零时，令S3关断，此时S3是在零电流的情况下关断的，实现了软开关。同样对上升沿延时至少一个采样周期以保证寄生电容的充电。最后的阶梯信号能够使S3在系统运行初始导通得到电感电流负值。

[0102] 对于MOSFET开关管S4，先要进行电感电流过零检测，在PWM调制的开关信号基础上，当电感电流过零时S4开通来保证四个MOSFET开关管交替运行的特定开关动作过程，使之达到软开关动作条件。之后对上升沿检测并延时至少一个采样周期的死区。最后加一个阶梯信号使得在系统运行初始，MOSFET开关管S4关断来保障电感电流负值。

[0103] 电感电流负值-I0是软开关调制方法关键性一步，保障了每个控制周期的电感电流负值才能使得四个MOSFET开关管依次导通关断，其值与MOSFET寄生电容COSS和电感L有关。在电感电流值保持在-I0时，如图8(c)所示，电感L和寄生电容COSS上的能量会相互传递，由于电感数量级上远远大于寄生电容，所以能量流动可以表示成：

[0104]

[0105] 对于各寄生电容上的电压，经过对各开关过程的分析，可以知道寄生电容COSS2上的电压应与输入电压V1相等，寄生电容COSS4上的电压应与输出电压V2相等。当寄生电容COSS2上的电压，即输入电压V1比较大时，应选择V1带入式(1)；当寄生电容COSS4上的电压，即输出电压V2比较大时，应选择V1带入式(1)，所以式(1)可化简为：

[0106]

[0107] 电感L是保证整个变换器工作在DCM模式下的关键器件，若电感L取值过大，会使变换器运行在连续模式中，整个软开关方法会失效。同时它的选取也关系变换器的传输效率，应该在输入电压最小时满足传输效率的设计要求。为了达到以上两点的平衡，本文选用的电感为1μH。

[0108] 因此，在上述实施例的基础上，本发明的双向级联式Buck-Boost变换器的软开关调制方法还包括：根据输入电压和输出电压中的最大值、寄生电容的大小以及电感的大小，获得电感电流的最小值的绝对值的取值范围。

[0109] 在上述实施例的基础上，采样周期占控制周期的1/100-1/10。

[0110] 为了验证针对双向级联式Buck-Boost变换器所提的软开关方法正确性，根据图9的调制框图及双向级联式Buck-Boost变换器模型，运用Simulink搭建仿真，考虑系统的稳定条件，所用参数如表1所示：

[0111]

[0112]

[0113] 如图10所示是输出电压V2的波形图，可以看出在经过PI调节后电压波形在稳态精度、响应时间和超调上表现出色，并且达到稳态(V2＝12V)后波动较小。图11是电感电流波形图，整个电路工作在DCM模式下，电感电流iL呈三角形，峰值大约为23A，平均值稳定且波动较小，通过负的电流值保证了软开关。

[0114] 图11-15为MOSFET开关管S1～S4两端的电压和电流图，本文所提软开关方法拥有较好特性，能够不外加电路的情况下实现在所有开关周期所有MOSFET开关管的零电压开通和零电流关断。图12和图14分别为MOSFET开关管S1和S3两端电压电流波形(其中实线表示MOSFET开关管两端的电压波形，虚线表示MOSFET开关管两端的电流)，电压电流交替且没有重叠，软开关特性良好。图13和图15分别为MOSFET开关管S2和S4两端电压电流波形，其中电流波形由于负电感电流作用导致有一段时间为负值，电压电流没有交叠，实现了软开关。

[0115] 最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。