本发明提供一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC‑DC变换电路，其中，功率电路用以完成单相AC‑DC的功率变换；控制电路用以完成对输出电压与电网电压的瞬时检测、AD转换，并按照电压外环控制原理进行模拟运算、数字运算和逻辑处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的开关状态，使得在电网电压发生畸变时，输入电流始终保持正弦波形，无需电流内环控制。本发明实现电网电压畸变时输入电流始终保持正弦的单相AC‑DC变换，电感工作在DCM模式，电感量低，具有控制简单，响应快速，防止电能质量污染的特点，广泛用于车载或车用有线或无线充电机、变频空调等应用场合。
1.一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，包括功率电路和控制电路，其中：所述功率电路用以完成单相AC-DC的功率变换；
所述控制电路包括电网电压检测电路、电压提升电路、输出电压检测电路以及DSP程序单元；其中：
所述电网电压检测电路用于将电网电压通过电压互感器和分压电路a后分得的电压作为电网电压检测值输入电压提升电路；
所述电压提升电路用于提升输入的电网电压检测值并送入DSP程序单元；
所述输出电压检测电路用于将输出电压通过分压电路b后分得的电压作为输出电压采样值，再将输出电压采样值通过RC滤波电路滤波后，送入DSP程序单元；
所述DSP程序单元用于对输入的电网电压检测值经放大后的信号和输出电压采样值进行处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的PWM开关状态；
所述滤波电路主要由LC滤波电感和LC滤波电容组成，其中LC滤波电感的一端接电网火线，LC滤波电感的另一端经LC滤波电容后接电网零线，构成LC滤波电路；
所述整流电路包括单相整流桥、第九二极管和电解电容；所述单相整流桥主要由第一至第八二极管、第一至第三功率开关、第一电感及第二电感构成，其中，所述单相整流桥的第一桥臂包括第一至第四二极管、第一功率开关及第一电感，其中第二二极管、第三二极管、第一功率开关及第一电感在桥臂中形成环形回路，第一二极管位于第一桥臂的高端，第四二极管位于第一桥臂的低端；所述单相整流桥的第二桥臂包括第五至第八二极管、第二功率开关及第二电感，其中第六二极管、第七二极管、第二功率开关及第二电感在桥臂中形成环形回路，第五二极管位于第二桥臂的高端，第八二极管位于第二桥臂的低端；所述单相整流桥的第三桥臂由第三功率开关构成；所述第一桥臂和第二桥臂的高端共阴极相连，并经第九二极管后形成输出电压正极；所述第一桥臂和第二桥臂的低端共阳极相连，并形成输出电压负极；所述第一桥臂和第二桥臂的中点分别与所述LC滤波电容的两端相连；所述输出电压正极和输出电压负极之间并联一个电解电容。
2.根据权利要求1所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述电网电压检测电路的输入端与功率电路的输入端相连接，所述电网电压检测电路的输出端与电压提升电路的输入端相连接，所述电压提升电路的输出端与DSP程序单元相连接，所述输出电压检测电路的输入端与功率电路的输出端相连接，所述输出电压检测电路的输出端与DSP程序单元相连接。
3.根据权利要求1或2所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述电网电压检测电路包括电压互感器、第一电阻以及第二电阻，电网电压经过电压互感器后输入电网电压检测电路，第一电阻和第二电阻串联后并联在电压互感器的二次侧，第二电阻的一端接地，构成分压电路a，第二电阻的两端分得的电压作为电网电压检测值输入所述电压提升电路。
4.根据权利要求1或2所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述电压提升电路包括第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、运算放大器以及第一电容，外加电源经第三电阻后输入运算放大器的正相输入端，第五电阻的一端接地，第五电阻的另一端与第六电阻相连，第六电阻并联在运算放大器的负相输入端与输出端之间，第五电阻和第六电阻对运算放大器的输出端电压起到分压作用，第五电阻分得的电压输入运算放大器的负相输入端，第四电阻串联在运算放大器的输出端，之后再经第一电容接地，电网电压检测值被提升后送入DSP程序单元。
5.根据权利要求1或2所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述输出电压检测电路包括第七电阻、第八电阻、第九电阻、RC滤波电阻以及RC滤波电容，第七电阻、第八电阻和第九电阻串联构成分压电路b，第九电阻的两端分得的电压作为输出电压采样值，RC滤波电阻的一端接第九电阻，RC滤波电阻的另一端经RC滤波电容后接地，构成RC滤波电路，输出电压采样值经过滤波后送入DSP程序单元。
6.根据权利要求5所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述第七电阻和第八电阻的电阻值均大于第九电阻的电阻值。
7.根据权利要求1或2所述的网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，其特征在于，所述DSP程序单元包括十五个数字模块，分别为：第一模数转换模块、第二模数转换模块、第三模数转换模块、锁相环模块、基准正弦波发生模块、开关频率波形发生模块、锯齿载波发生模块、占空比修正模块、电压误差放大模块、基波滤波模块、三次谐波滤波模块、五次谐波滤波模块、乘法器模块、限幅模块以及比较调制模块，其中：所述第一模数转换模块的输入端与所述电网电压检测电路的输出端相连，将电网电压检测值模拟量转换为数字量，再送入所述锁相环模块；
所述锁相环模块的输入端与所述第一模数转换模块的输出端相连，将电网电压的相位固定，消除电网电压相位漂移造成的影响，再把电网电压的瞬时相位送入所述基准正弦波发生模块；
所述基准正弦波发生模块的输入端与所述锁相环模块的输出端相连，接收传入的电网电压相位参数，并结合内部设定的频率定值参数，产生调制开关频率的基准正弦波形，分别送入所述开关频率波形发生模块和所述占空比修正模块；
所述开关频率波形发生模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，在基准正弦波形基础上进行适当的波形变换，产生开关频率波形，送入所述锯齿载波发生模块；
所述锯齿载波发生模块的输入端与所述开关频率波形发生模块的输出端相连，根据输入的开关频率波形，产生相应周期的单位幅度锯齿载波，送入所述比较调制模块的第一输入端；
所述占空比修正模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，对输入的开关频率函数进行开方运算，得到相应的占空比修正系数，送入所述乘法器模块的第一输入端；
所述第二模数转换模块的输入端与所述输出电压检测电路的输出端相连，将输出电压采样值模拟量转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第一输入端；
所述第三模数转换模块的输入端给定参考电压，将参考电压值模拟量转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第二输入端；
所述电压误差放大模块的第一输入端与所述第二模数转换模块的输出端相连，电压误差放大模块的第二输入端与所述第三模数转换模块的输出端相连，将输出电压检测值与参考电压的差值进行放大，再送入所述基波滤波模块进行滤波；
所述基波滤波模块的输入端与所述电压误差放大模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍基波成分，再送入所述三次谐波滤波模块进一步滤波；
所述三次谐波滤波模块的输入端与所述基波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍三次谐波成分，再送入所述五次谐波滤波模块进一步滤波；
所述五次谐波滤波模块的输入端与所述三次谐波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍五次谐波成分，并将滤波后的电压差值信号转换成对应的占空比，再送入所述乘法器模块；
所述乘法器模块的第一输入端与所述占空比修正模块的输出端相连，乘法器模块的第二输入端与所述五次谐波滤波模块的输出端相连，将输入的占空比与占空比修正系数相乘，在输入的原占空比上进行一定的修正，再将修正后的占空比送入所述限幅模块；
所述限幅模块的输入端与所述乘法器模块的输出端相连，对修正后的占空比进行限幅处理，再将限幅后的占空比输入所述比较调制模块的第二输入端；
所述比较调制模块的第一输入端与所述锯齿载波发生模块的输出端相连，比较调制模块的第二输入端与所述限幅模块的输出端相连，将输入的等幅变频锯齿载波和瞬时占空比波形进行比较，产生周期和占空比都被调制的PWM驱动脉冲；
所述DSP程序单元的输出端与所述功率电路中功率开关的门极相连。
网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子变换技术领域的一种单相功率变换电路，具体地，涉及一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路。
背景技术
[0002] 为了应对AC-DC变换器工作状态时电网电压发生畸变造成的电能质量污染问题，降低谐波电流的危害，抑制谐波电流的干扰，使其符合谐波电流的相关标准，需要采用反馈调制技术。单相AC-DC变换器的反馈调制技术具有多种控制策略，例如传统的双闭环控制。采用双闭环控制策略抑制谐波电流的效果较好，但是控制电路复杂，调制方式繁琐。在原理上，双闭环控制需要采用慢速的电压外环，以此来稳定输出直流电压，需要采用快速的电流内环，以此来获得网侧正弦波电流和网侧单位功率因数。传统电压外环一般采用电压误差放大器，电压误差放大器的惯性较大，一定程度上影响了双闭环控制的动态响应速度。
[0003] 经过对采用反馈控制原理的单相AC-DC变换器现有技术的检索，发现主要有以下代表性文献：
[0004] [1]李东和阮新波《. 高效率的BOOST型功率因数校正预调节器》.中国电机工程学报.V24,No.10，2004.10：153-156，其主要技术特征如下：采用UC3854BN模拟控制器，电压误差放大器作为电压外环控制器，PI调节器作为电流内环控制器，系统设计较为复杂。
[0005] [2]何志远和韦巍《. 基于虚拟磁链的PWM整流器定向功率控制研究》.浙江大学学报.V38,No.12，2004.11：1619-1622，其主要技术特征如下：三相整流器，电压误差放大器作为电压外环控制器，而且采用砰砰控制，带来开关频率突变，以此引入扰动和噪声，降低系统的可靠性，甚至使得系统的性能发生恶化。
[0006] 综合以上，对单相AC-DC变换器现有技术的检索发现，传统的单相AC-DC变换电路缺乏较好应对电网电压畸变的反馈控制策略和相应的功率电路拓扑，存在谐波电流注入电网的不利现象，造成电网电能质量污染问题。
发明内容
[0007] 针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，实现电网电压畸变时输入电流始终保持正弦的单相AC-DC变换，具有控制简单，响应快速，防止电能质量污染的优点。
[0008] 本发明是通过以下技术方案实现的。
[0009] 本发明提供一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，包括功率电路和控制电路，其中：
[0010] 所述功率电路用以完成单相AC-DC的功率变换；
[0011] 所述控制电路用以完成对输出电压和电网电压的瞬时检测与AD转换，并按照电压外环控制原理对输出电压和电网电压进行处理(包括模拟运算、数字运算和逻辑处理)，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的PWM开关状态，使得电网电压发生畸变时，输入电流始终保持正弦波形；具体为：
[0012] 所述控制电路包括电网电压检测电路、电压提升电路、输出电压检测电路以及DSP程序单元；其中：
[0013] 所述电网电压检测电路用于将电网电压通过电压互感器和分压电路a后分得的电压作为电网电压检测值输入电压提升电路；
[0014] 所述电压提升电路用于提升电网电压检测值并送入DSP程序单元；
[0015] 所述输出电压检测电路用于将输出电压通过分压电路b后分得的电压作为输出电压采样值，再将输出电压采样值通过RC滤波电路滤波后，送入DSP程序单元；
[0016] 所述DSP程序单元用于对电网电压检测值和输出电压采样值进行处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的PWM开关状态。
[0017] 优选地，所述功率电路包括滤波电路和整流电路，其中：
[0018] 所述滤波电路主要由LC滤波电感和LC滤波电容组成，其中LC滤波电感的一端接电网火线，LC滤波电感的另一端经LC滤波电容后接电网零线，构成LC滤波电路；
[0019] 所述整流电路包括单相整流桥、第九二极管和电解电容；所述单相整流桥主要由第一至第八二极管、第一至第三功率开关、第一电感及第二电感构成，其中，所述单相整流桥的第一桥臂包括第一至第四二极管、第一功率开关及第一电感，其中第二二极管、第三二极管、第一功率开关及第一电感在桥臂中形成环形回路，第一二极管位于第一桥臂的高端，第四二极管位于第一桥臂的低端；所述单相整流桥的第二桥臂包括第五至第八二极管、第二功率开关及第二电感，其中第六二极管、第七二极管、第二功率开关及第二电感在桥臂中形成环形回路，第五二极管位于第二桥臂的高端，第八二极管位于第二桥臂的低端；所述单相整流桥的第三桥臂由第三功率开关构成；所述第一桥臂、第二桥臂的高端共阴极相连，并经第九二极管后形成输出电压正极；所述第一桥臂、第二桥臂的低端共阳极相连，并形成输出电压负极；所述第一桥臂、第二桥臂的中点与所述LC滤波电容的两端相连；所述输出电压正极和负极之间并联一个电解电容。
[0020] 优选地，所述控制电路的电网电压检测电路、电压提升电路、输出电压检测电路以及DSP程序单元，其中：
[0021] 所述电网电压检测电路的输入端与功率电路的输入端相连接，所述电网电压检测电路的输出端与电压提升电路的输入端相连接，所述电压提升电路的输出端与DSP程序单元相连接，所述输出电压检测电路的输入端与功率电路的输出端相连接，所述输出电压检测电路的输出端与DSP程序单元相连接。
[0022] 优选地，所述电网电压检测电路的输入端与所述功率电路的输入端相连，包括电压互感器、第一电阻以及第二电阻，电网电压经过电压互感器后输入电网电压检测电路，第一电阻、第二电阻串联后并联在电压互感器的二次侧，第二电阻的一端接地，构成分压电路a，第二电阻的两端分得的电压作为电网电压检测值输入所述电压提升电路。
[0023] 优选地，所述电压提升电路的输入端与电网电压检测电路的输出端相连，包括第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、运算放大器以及第一电容，外加电源经第三电阻后输入运算放大器的正相输入端，第五电阻的一端接地，第五电阻的另一端与第六电阻相连，第六电阻并联在运算放大器的负相输入端与输出端之间，第五、第六电阻对运算放大器的输出端电压起到分压作用，第五电阻分得的电压输入运算放大器的负相输入端，第四电阻串联在运算放大器的输出端，之后再经第一电容接地，电网电压检测值被提升后送入DSP程序单元(第一模数转换模块)。
[0024] 优选地，所述输出电压检测电路的输入端与所述功率电路中的输出端相连，包括第七电阻、第八电阻、第九电阻、RC滤波电阻以及RC滤波电容，第七电阻、第八电阻和第九电阻串联构成分压电路b，第九电阻的两端分得的电压作为输出电压采样值，RC滤波电阻的一端接第九电阻，RC滤波电阻的另一端经RC滤波电容后接地，构成RC滤波电路，输出电压采样值经过滤波后送入DSP程序单元(第二模数转换模块)。
[0025] 优选地，所述第七电阻和第八电阻的电阻值均大于第九电阻的电阻值。
[0026] 优选地，所述DSP程序单元包括十五个数字模块，分别为：第一模数转换模块、第二模数转换模块、第三模数转换模块、锁相环模块、基准正弦波发生模块、开关频率波形发生模块、锯齿载波发生模块、占空比修正模块、电压误差放大模块、基波滤波模块、三次谐波滤波模块、五次谐波滤波模块、乘法器模块、限幅模块以及比较调制模块，其中：
[0027] 所述第一模数转换模块的输入端与所述电网电压检测电路的输出端相连，将电网电压检测值模拟量转换为数字量，再送入所述锁相环模块；
[0028] 所述锁相环模块的输入端与所述第一模数转换模块的输出端相连，将电网电压的相位固定，消除电网电压相位漂移造成的影响，再把电网电压的瞬时相位送入所述基准正弦波发生模块；
[0029] 所述基准正弦波发生模块的输入端与所述锁相环模块的输出端相连，接收传入的电网电压相位参数，并结合内部设定的频率定值参数，产生调制开关频率的基准正弦波形，分别送入所述开关频率波形发生模块和所述占空比修正模块；
[0030] 所述开关频率波形发生模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，在基准正弦波形基础上进行适当的波形变换，产生开关频率波形，送入所述锯齿载波发生模块；
[0031] 所述锯齿载波发生模块的输入端与所述开关频率波形发生模块的输出端相连，根据输入的开关频率波形，产生相应周期的单位幅度锯齿载波，送入所述比较调制模块的第一输入端；
[0032] 所述占空比修正模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，对输入的开关频率函数进行开方运算，得到相应的占空比修正系数，送入所述乘法器模块的第一输入端；
[0033] 所述第二模数转换模块的输入端与所述输出电压检测电路的输出端相连，将所述功率电路的输出电压采样值模拟量转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第一输入端；
[0034] 所述第三模数转换模块的输入端给定参考电压，将参考电压值模拟量转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第二输入端；
[0035] 所述电压误差放大模块的第一输入端与所述第二模数转换模块的输出端相连，电压误差放大模块的第二输入端与所述第三模数转换模块的输出端相连，将输出电压检测值与参考电压的差值进行放大，再送入所述基波滤波模块进行滤波；
[0036] 所述基波滤波模块的输入端与所述电压误差放大模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍基波成分，再送入所述三次谐波滤波模块进一步滤波；
[0037] 所述三次谐波滤波模块的输入端与所述基波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍三次谐波成分，再送入所述五次谐波滤波模块进一步滤波；
[0038] 所述五次谐波滤波模块的输入端与所述三次谐波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍五次谐波成分，并将滤波后的电压差值信号转换成对应的占空比，再送入所述乘法器模块；
[0039] 所述乘法器模块的第一输入端与所述占空比修正模块的输出端相连，乘法器模块的第二输入端与所述五次谐波滤波模块的输出端相连，将输入的占空比与占空比修正系数相乘，在输入的原占空比上进行一定的修正，再将修正后的占空比送入所述限幅模块；
[0040] 所述限幅模块的输入端与所述乘法器模块的输出端相连，对修正后的占空比进行限幅处理，限幅处理可以防止系统误差或其它非理想因素造成的占空比大于等于单位幅度的情况，避免功率电路被损坏，再将限幅后的占空比输入所述比较调制模块的第二输入端；
[0041] 所述比较调制模块的第一输入端与所述锯齿载波发生模块的输出端相连，比较调制模块的第二输入端与所述限幅模块的输出端相连，将输入的等幅变频锯齿载波和瞬时占空比波形进行比较，产生周期和占空比都被调制的PWM驱动脉冲；
[0042] 所述DSP程序单元的输出端与所述功率电路中功率开关的门极相连。
[0043] 与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
[0044] 本发明所述功率电路中三只功率开关正常工作时PWM(脉冲宽度调制)开关状态完全相同，共用电压外环控制电路发出的同一PWM驱动脉冲；所述控制电路根据电网电压的瞬时畸变情况同时调节PWM占空比和开关频率，以此获得网侧正弦波型电流，在单相AC-DC变换器领域，尚缺乏这方面应用的例子。
[0045] 本发明设计模拟电路与DSP程序单元相结合的控制电路，即电压外环控制，电压外环的输出更加接近纯直流，没有波动成分，无需采用传统的电流内环结合电压外环的双环控制，有利于降低控制电路的复杂程度，提高网侧电流的控制精度；本发明所述的功率电路结构新颖，三只功率开关的开关状态相同，可共用控制电路输出的同一路PWM驱动脉冲，一定程度上降低了功率开关的控制难度；控制电路精确灵活，功率电路新颖高效，无论网压是否发生畸变，网侧输入电流始终正弦，有效防止AC-DC变换过程中电能质量被污染；采用了开关频率调制技术，可使得网侧传到干扰由窄带分布转为宽带分布，有利于分散EMI干扰能量，提高整个电路的EMC水平。
附图说明
[0046] 通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
[0047] 图1为本发明控制电路原理图。
[0048] 图2为本发明功率电路原理图。
具体实施方式
[0049] 下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
[0050] 如图1和图2所示，本实施例提供一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，包括控制电路和功率电路，其中：所述控制电路用以完成对输出电压与电网电压的瞬时检测和AD转换，并按照电压外环控制原理对输出电压和电网电压进行模拟运算、数字运算和逻辑处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中三只功率开关的开关状态，使得电网电压发生畸变时，输入电流始终保持正弦波形；所述功率电路用以完成单相AC-DC的功率变换；本实施例实现电网电压畸变时输入电流始终保持正弦的单相AC-DC变换，电感L2与L3工作在DCM模式，电感量低，具有控制简单，防止电能质量污染的特点，广泛用于车载或车用有线或无线充电机、变频空调等应用场合。
[0051] 本实施例所述一种网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，包括功率电路和控制电路，其中：控制电路用以完成对输出电压与电网电压(网压)的瞬时检测和AD转换，并按照电压外环控制原理进行模拟运算、数字运算和逻辑处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的开关状态，使得电网电压发生畸变时，输入电流始终能够保持正弦波形；功率电路用以完成单相AC-DC的功率变换。
[0052] 所述控制电路包括电网电压检测电路、电压提升电路、输出电压检测电路以及DSP程序单元；其中：
[0053] 所述电网电压检测电路用于将电网电压通过分压电路a后分得的电压作为电网电压检测值输入电压提升电路；
[0054] 所述电压提升电路用于提升电网电压检测值并送入DSP程序单元；
[0055] 所述输出电压检测电路用于将输出电压通过分压电路b后分得的电压作为输出电压采样值，再将输出电压采样值通过RC滤波电路滤波后，送入DSP程序单元；
[0056] 所述DSP程序单元用于对电网电压检测值和输出电压采样值进行处理，得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中功率开关的PWM开关状态。
[0057] 具体为：
[0058] 如图2所示，所述功率电路包括滤波电路和整流电路，其中：
[0059] 所述滤波电路主要由LC滤波电感L0和LC滤波电容C0组成，其中LC滤波电感L0的一端接电网火线，LC滤波电感L0的另一端经LC滤波电容C0后接电网零线，构成LC滤波电路；
[0060] 所述整流电路包括单相整流桥、第九二极管和电解电容；所述单相整流桥主要由第一至第八二极管、第一至第三功率开关及第一、第二电感构成，其中，所述单相整流桥的第一桥臂包括第一至第四二极管、第一功率开关及第一电感，其中第二二极管D2、第三二极管D3、第一功率开关S1及第一电感L1在桥臂中形成环形回路，第一二极管D1位于第一桥臂的高端，第四二极管D4位于第一桥臂的低端；所述单相整流桥的第二桥臂包括第五至第八二极管、第二功率开关及第二电感，其中第六二极管D6、第七二极管D7、第二功率开关S2及第二电感L2在桥臂中形成环形回路，第五二极管D5位于第二桥臂的高端，第八二极管D8位于第二桥臂的低端；所述单相整流桥的第三桥臂由第三功率开关S3构成；所述第一、第二桥臂的高端共阴极相连，并经第九二极管D9后形成输出电压正极；所述第一、第二桥臂的低端共阳极相连，并形成输出电压负极；所述第一、第二桥臂的中点与所述LC滤波电容C0的两端相连；所述输出电压正极和负极之间(正负极两端)并联一个电解电容E1。
[0061] 如图1所示，所述控制电路的电网电压检测电路、电压提升电路、输出电压检测电路以及DSP程序单元，其中：
[0062] 所述电网电压检测电路的输入端与功率电路的输入端相连接，所述电网电压检测电路的输出端与电压提升电路的输入端相连接，所述电压提升电路的输出端与DSP程序单元相连接，所述输出电压检测电路的输入端与功率电路的输出端相连接，所述输出电压检测电路的输出端与DSP程序单元相连接。
[0063] 进一步地，所述电网电压检测电路的输入端与所述功率电路的输入端相连，包括电压互感器TR1、第一电阻R1以及第二电阻R2，电网电压经过电压互感器TR1后输入电网电压检测电路，第一电阻R1、第二电阻R2串联后并联在电压互感器TR1的二次侧，第二电阻R2的一端接地，构成分压电路a，第二电阻R2的两端分得的电压作为电网电压检测值输入所述电压提升电路。
[0064] 进一步地，所述电压提升电路的输入端与电网电压检测电路的输出端相连，包括第三电阻R3、运算放大器A1、第五电阻R5、第六电阻R6、第四电阻R4以及第一电容C1，外加电源经第三电阻R3后输入运算放大器A1的正相输入端，第五电阻R5的一端接地，第五电阻R5的另一端与第六电阻R6相连，第六电阻R6并联在运算放大器A1的负相输入端与输出端之间，第五、第六电阻对运算放大器A1的输出端电压起到分压作用，第五电阻R5分得的电压输入运算放大器A1的负相输入端，第四电阻R4串联在运算放大器A1的输出端，之后再经第一电容C1接地，以此构成电压提升电路，电网电压检测值被提升后送入DSP程序单元中的第一模数转换模块。
[0065] 进一步地，所述输出电压检测电路的输入端与所述功率电路中的输出端相连，包括第七电阻R7、第八电阻R8、第九电阻R9、RC滤波电阻R10以及RC滤波电容C2，较大阻值的第七电阻R7、第八电阻R8和较小阻值的第九电阻R9串联构成分压电路b，第九电阻R9的两端分得的电压作为输出电压采样值，RC滤波电阻R10的一端接第九电阻R9，RC滤波电阻R10的另一端经RC滤波电容C2后接地，构成RC滤波电路，输出电压采样值经过滤波后送入DSP程序单元中的第二模数转换模块。
[0066] 进一步地，所述第七电阻R7和第八电阻R8的电阻值均大于第九电阻R9的电阻值。
[0067] 进一步地，所述DSP程序单元包括十五个数字模块，分别为：第一模数转换模块PB1、第二模数转换模块PB2、第三模数转换模块PB3、锁相环模块PB4、基准正弦波发生模块BP5、开关频率波形发生模块PB6、锯齿载波发生模块PB7、占空比修正模块PB8、电压误差放大模块PB10、基波滤波模块PB11、三次谐波滤波模块PB12、五次谐波滤波模块PB13、乘法器模块PB14、限幅模块PB15以及比较调制模块PB9，其中：
[0068] 所述第一模数转换模块的输入端与所述电网电压检测电路的输出端相连，将电网电压检测值(模拟量)转换为数字量，再送入所述锁相环模块；
[0069] 所述锁相环模块的输入端与所述第一模数转换模块的输出端相连，将电网电压的相位固定，消除电网电压相位漂移造成的影响，再把电网电压的瞬时相位送入所述基准正弦波发生模块；
[0070] 所述基准正弦波发生模块的输入端与所述锁相环模块的输出端相连，接收传入的电网电压相位参数，并结合内部设定的频率定值参数，产生调制开关频率的基准正弦波形，分别送入所述开关频率波形发生模块和所述占空比修正模块；
[0071] 所述开关频率波形发生模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，在基准正弦波形基础上进行适当的波形变换，产生开关频率波形，送入所述锯齿载波发生模块；
[0072] 所述锯齿载波发生模块的输入端与所述开关频率波形发生模块的输出端相连，根据输入的开关频率波形，产生相应周期的单位幅度锯齿载波，送入所述比较调制模块的第一输入端；
[0073] 所述占空比修正模块的输入端与所述基准正弦波发生模块的输出端相连，对输入的开关频率函数进行开方运算，得到相应的占空比修正系数，送入所述乘法器模块的第一输入端；
[0074] 所述第二模数转换模块的输入端与所述输出电压检测电路的输出端相连，将所述功率电路的输出电压采样值(模拟量)转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第一输入端；
[0075] 所述第三模数转换模块的输入端给定参考电压，将参考电压值(模拟量)转换为数字量，再送入所述电压误差放大模块的第二输入端；
[0076] 所述电压误差放大模块的第一输入端与所述第二模数转换模块的输出端相连，电压误差放大模块的第二输入端与所述第三模数转换模块的输出端相连，将输出电压检测值与参考电压的差值进行放大，再送入所述基波滤波模块进行滤波；
[0077] 所述基波滤波模块的输入端与所述电压误差放大模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍基波成分，再送入所述三次谐波滤波模块进一步滤波；
[0078] 所述三次谐波滤波模块的输入端与所述基波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍三次谐波成分，再送入所述五次谐波滤波模块进一步滤波；
[0079] 所述五次谐波滤波模块的输入端与所述三次谐波滤波模块的输出端相连，滤除电压误差信号中二倍五次谐波成分，并将滤波后的电压差值信号转换成对应的占空比，再送入所述乘法器模块；
[0080] 所述乘法器模块的第一输入端与所述占空比修正模块的输出端相连，乘法器模块的第二输入端与所述五次谐波滤波模块的输出端相连，将输入的占空比与占空比修正系数相乘，在输入的原占空比上进行一定的修正，再将修正后的占空比送入所述限幅模块；
[0081] 所述限幅模块的输入端与所述乘法器模块的输出端相连，对修正后的占空比进行限幅处理，防止系统误差或其它非理想因素造成的占空比大于等于单位幅度的情况，避免功率电路被损坏，再将限幅后的占空比输入所述比较调制模块的第二输入端；
[0082] 所述比较调制模块的第一输入端与所述锯齿载波发生模块的输出端相连，比较调制模块的第二输入端与所述限幅模块的输出端相连，将输入的等幅变频锯齿载波和瞬时占空比波形进行比较，产生周期和占空比都被调制的PWM驱动脉冲；
[0083] 所述DSP程序单元的输出端与所述功率电路中功率开关的门极相连。
[0084] 图1中，ua表示电网电压；u'a表示提升后的电网电压信号；u”a表示模数转换后的电网电压信号；Phi表示锁相环PLL得到电网电压基准信号的相位；ωi表示电网电压的角频率；t表示时间；ic＝(1-k1)-k1 sin(ωit)表示一种可用载波频率变化的函数，其中，k1表示系数，取值范围为0-0.2；ic＝1-k1|sin(ωit)|表示另一种可用载波频率变化的函数；uo表示直流输出电压；u'o表示直流输出电压信号；u”o表示模数转换后的直流输出电压信号；Uref表示直流输出电压参考；U'ref表示模数转换后的直流输出电压参考；uc1表示电压误差放大产生的控制量；F1(s)表示二倍基波网频陷波模块采用的二阶滤波器传递函数；F3(s)表示二倍3次谐波陷波模块采用的二阶滤波器传递函数；F5(s)表示二倍5次谐波陷波模块采用的二阶滤波器传递函数；km表示占空比修正系数的输出，其中， 或 ic1表示一种可用载波频率变化的函数，ic2表示另一种可用载波频率变化的函数；d1表示中间占空比；d2表示中间占空比；d表示最后得到的可用占空比；uc2表示乘法器模块输出的控制量，其中，ic表示可用载波频率变化的函数，uc2表示乘法器模块产生的控制量；
其中，s表示复参数，s＝jω，Q表示谐振网络中的品质因数；
其中*表示乘号，乘法； G
(s)表示传递函数的符号，其中， S表示复参数，S＝s＝jω；C表示G(s)中的滤波电容，其中，C＝25μF；Uc表示电压控制量，其中，Uc＝1V；fs表示可变的开关频率，其中，ic表示产生载波频率变化的函数。
[0085] 图2中，ia表示电网电流；ic0表示电容C0的电流；i'a表示滤波后的电感电流；iL1表示电感L1电流；iL2表示电感L2电流；iD1表示二极管D1电流；iD5表示二极管D5电流；iD15表示二极管D1与D5合成电流；iD9表示二极管D9电流；io表示输出电流；iE1表示电解电容E1电流。
[0086] 本实例中：交流输入电压宽范围，85VAC～264VAC，工频，额定输入电压220VAC，额定输出直流电压平均值50-500VDC，纹波电压峰峰值为10V以内。
[0087] 各元件参数可选择如下：
[0088] 开关频率：40kHz—100kHz；
[0089] 交流滤波电感L0：1mH，插件；
[0090] 交流滤波电容C0：275V，2.2μF，插件；
[0091] 反向快速恢复二极管D1—D9：600V，35A/100℃；
[0092] 桥臂电感(L1、L2)：0.025mH；
[0093] 功率器件(S1-S3)：600V，50A/100℃；
[0094] 电解电容E1：4×680μF，两并后两串，400V；
[0095] 电压互感器TR1：变比为100:1；
[0096] 采样电阻R1：40kΩ；R2：1kΩ；
[0097] 控制电路运算放大器A1：TLC2272；
[0098] 电阻R3：16.5kΩ；
[0099] R4：1kΩ；
[0100] R5：2kΩ；
[0101] R6：12kΩ；
[0102] 接地电容C1:1nF；
[0103] 分压电阻(R7、R8)：30kΩ；R9：1kΩ；
[0104] 滤波电阻R10：1kΩ；
[0105] 滤波电容C2：1nF；
[0106] 电源VDD：3.3V直流；
[0107] 参考电压Uref：5.0V直流；
[0108] 数字信号处理器：用于控制模块，选用支持浮点运算的TMS320F28377。
[0109] 本实施例提供网流纯正弦驱动脉冲调频调宽的单相AC-DC变换电路，通过控制电路得到修正后的占空比及调制后的开关频率，形成PWM驱动脉冲，控制所述功率电路中三只功率开关的开关状态，使得在电网电压发生畸变时，输入电流始终保持正弦波形，无需电流内环控制。本实施例实现电网电压畸变时输入电流始终保持正弦的单相AC-DC变换，电感工作在DCM模式，电感量低，具有控制简单，响应快速，防止电能质量污染的特点，广泛用于车载或车用有线或无线充电机、变频空调等应用场合。
[0110] 以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。
