电源再生转换器及电动机控制装置

摘要

具有：功率模块(22)，其具有整流元件(D1～D6)及再生用开关元件(S1～S6)而构成；平滑电容器(21)，其与直流电源端子(P、N)连接，对交流直流变换动作时的直流电力进行积蓄；母线电流检测部(25)，其对流过直流电源端子和平滑电容器(21)之间的母线电流进行检测；电源相位检测部(24)，其对输入电源(3)的相位进行检测；基极驱动信号生成部(26)，其基于由电源相位检测部(24)检测出的电源相位，生成进行再生用开关元件的通断控制的基极驱动信号；再生控制部(27)，其基于母线电流检测部(25)的检测结果及基极驱动信号，进行电源再生动作的开始处理/停止处理；以及过负载检测部(28)，其基于母线电流检测部(25)的检测结果，对电源再生转换器(1)的过负载进行检测。

权利要求

1.一种电源再生转换器，其配置在输入电源和对电动机进行可变速控制的电动机驱动装置之间，该电源再生转换器的特征在于，具有：

功率模块，其具有直流电源端子，并且具有多个整流元件及多个再生用开关元件；

平滑电容器，其与所述直流电源端子连接，对交流直流变换动作时的直流电力进行积蓄；

母线电流检测部，其对流过所述直流电源端子和所述平滑电容器之间的母线电流进行检测；

电源相位检测部，其对所述输入电源的相位进行检测；

基极驱动信号生成部，其基于由所述电源相位检测部检测出的电源相位，生成进行所述再生用开关元件的通断控制的基极驱动信号；

再生控制部，其基于所述母线电流检测部的检测结果及所述基极驱动信号，进行电源再生动作的开始处理及停止处理；以及过负载检测部，其基于所述母线电流检测部的检测结果，对所述电源再生转换器的动力运行动作时及再生动作时的瞬时过负载状态进行检测。

2.根据权利要求1所述的电源再生转换器，其特征在于，

除了所述电源再生转换器是否为所述瞬时过负载状态的判定以外，所述过负载检测部基于所述母线电流检测部的检测结果对是否为稳态时过负载状态进行判定，将所述过负载检测部的判定结果输出至所述电动机驱动装置或者上级控制装置，该上级控制装置向所述电动机驱动装置输出电动机动作指令。

3.根据权利要求1或2所述的电源再生转换器，其特征在于，所述过负载检测部在所述母线电流检测部的检测结果大于预先确定的容许母线电流下限值而小于容许母线电流上限值的情况下，判定为所述电源再生转换器没有以瞬时过负载状态进行动作，在所述母线电流检测部的检测结果小于或等于容许母线电流下限值或者大于或等于容许母线电流上限值的情况下，判定为所述电源再生转换器以瞬时过负载状态进行动作。

4.根据权利要求1或2所述的电源再生转换器，其特征在于，所述过负载检测部具有：母线电流绝对值计算部，其基于所述母线电流检测部的检测结果，对检测结果的绝对值进行计算；以及滤波部，其将所述母线电流绝对值计算部的计算结果输入并进行平均化，在所述滤波部的输出结果大于或等于预先确定的容许母线电流绝对值的情况下，判定为所述电源再生转换器以稳态时过负载状态进行动作。

5.一种电动机控制装置，其特征在于，具有：

权利要求1至4中任一项所述的电源再生转换器；以及电动机驱动装置，其从所述电源再生转换器接受直流电力的供给，对电动机进行可变速控制。

6.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机驱动装置在所述过负载检测部的判定结果是判定为过负载的情况下，进行所述电动机的可变速控制，以使得成为与从上级控制装置输出的电动机动作指令相比对所述电动机的输出进行限制的电动机动作。

7.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

在所述过负载检测部的判定结果是判定为过负载的情况下以如下方式进行控制，即，以成为对所述电动机的输出进行限制的电动机动作的方式变更电动机动作指令，将电动机动作指令经由上级控制装置而输出至所述电动机驱动装置。

8.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

按照上级控制装置、所述电动机驱动装置及所述电源再生转换器的顺序将通信路径进行菊花链连接，如果所述过负载检测部检测出瞬时过负载状态，从所述过负载检测部向所述电动机驱动装置通知了判定结果，则所述电动机驱动装置进行所述电动机的可变速控制，以使得成为与从所述上级控制装置输出的电动机动作指令相比对所述电动机的输出进行限制的电动机动作，并且所述电动机驱动装置向所述上级控制装置通知所述过负载检测部的判定结果，所述上级控制装置接收该判定结果，在为瞬时过负载状态的情况下进行如下控制，即，以成为对所述电动机的输出进行限制的电动机动作的方式变更电动机动作指令，将电动机动作指令输出至所述电动机驱动装置。

9.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

按照上级控制装置、所述电动机驱动装置及所述电源再生转换器的顺序将通信路径进行菊花链连接，如果所述过负载检测部检测出稳态时过负载状态，从所述过负载检测部向所述电动机驱动装置通知了判定结果，则所述电动机驱动装置基于从所述上级控制装置输出的电动机动作指令，进行电动机的可变速控制，并且向所述上级控制装置通知所述过负载检测部的判定结果，所述上级控制装置接收该判定结果，在为稳态时过负载状态的情况下以如下方式进行控制，即，以对所述电动机的平均输出进行抑制的方式变更运转循环，将运转循环输出至所述电动机驱动装置。

10.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机是工作机械所具有的伺服电动机和主轴电动机，

在所述过负载检测部的判定结果是判定为过负载的情况下，所述电动机驱动装置进行所述主轴电动机的可变速控制，以使得成为与从上级控制装置输出的电动机动作指令相比对输出进行限制的电动机动作。

11.根据权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电动机是工作机械所具有的伺服电动机和主轴电动机，

在所述过负载检测部的判定结果是判定为过负载的情况下，上级控制装置以对所述伺服电动机的输出进行限制的方式变更电动机动作指令，向对所述伺服电动机进行驱动的电动机驱动装置输出电动机动作指令。

说明书

电源再生转换器及电动机控制装置

技术领域

[0001] 本发明涉及在工作机械、制造机械、机器人等工业机械中使用的电源再生转换器及具有该电源再生转换器的电动机控制装置。

背景技术

[0002] 通常来说，对于电动机而言，在加速时消耗电力，在减速时，由于需要使在电动机旋转过程中产生的感应电动势减少，因此该电动机作为发电机进行动作。此外，为了便于下面的说明，将电动机的加速动作称为“电动机动力运行”或者简称为“动力运行”，将电动机的减速动作称为“电动机再生”或者简称为“再生”。

[0003] 工作机械、制造机械、机器人等工业机械在驱动轴搭载电动机(下面，将该结构称为“轴结构”)，驱动轴由电动机进行驱动。针对在如上所述的工业机械中应用的电动机，用于对该电动机进行控制的电动机控制装置具有下述装置而构成：整流装置，其将从作为输入电源的交流电源施加的交流电压变换为直流电压；以及电动机驱动装置，其将由整流装置变换后的直流电压变换为交流电压，将该交流电压施加于作为控制对象的电动机而进行电动机的可变速控制。

[0004] 整流装置通常来说具有下述部分而构成：功率模块，其是由二极管等整流元件构成桥式整流电路而成的；以及平滑电容器，其对功率模块的输出进行平滑化。来自输入电源的交流电压施加于功率模块的交流输入端子，通过功率模块进行交流－直流变换，交流－直流变换后的直流电压通过平滑电容器进行平滑化。因此，在整流装置中设置有用于将平滑化后的直流电压施加于电动机驱动装置的直流端子。

[0005] 在电动机动力运行时，输入电压由整流装置通过交流－直流变换而变换为直流电压，经由平滑电容器而施加于电动机驱动装置。然后，通过电动机驱动装置，对来自平滑电容器的直流电压进行直流－交流变换，将变换后的交流电压施加于电动机，电动机进行驱动。

[0006] 在电动机再生时，由电动机产生的感应电动势(下面，称为“再生电力”)通过电动机驱动装置进行交流－直流变换，将变换后的直流电压施加于平滑电容器。因此，在电动机的再生电力大的情况下，平滑电容器的端子间电压变高，如果超过平滑电容器的容许电压或者功率模块的容许电压，则有可能损坏平滑电容器或者功率模块。

[0007] 作为在如前所述的电动机再生时产生的再生电力的回收方式，存在下述方式：由电阻器进行热消耗的电阻再生方式、向电容器充电的电容器再生方式、将再生电力返回至输入电源的电源再生方式等。近年，对于如前所述的工业机械，存在节能化的潮流，采用的大多是应用了电源再生方式的整流装置。

[0008] 在应用了电源再生方式的整流装置中，作为功率模块，应用的是能够通过多个整流元件和多个开关元件进行电力的相互变换，即交流－直流变换和直流－交流变换的功率模块。即，应用了电源再生方式的整流装置能够在电动机动力运行时作为交流－直流变换装置进行动作，经由平滑电容器将电动机驱动所需的电力供给至电动机驱动装置，在电动机再生时作为直流－交流变换装置进行动作，将电动机的再生电力经由平滑电容器返回至输入电源。

[0009] 作为应用了电源再生方式的整流装置的控制方式，存在使用PWM控制的PWM再生转换器方式和120度通电再生方式。PWM再生转换器方式能够使来自输入电源的电流成为正弦波，但是，无论是电动机动力运行时还是电动机再生时，都进行PWM动作，因此存在下述缺点，即，由通断损耗导致的功率模块的发热增加，由于与此相伴的冷却机构的大型化而导致框体本身变大。另外，通常，与PWM动作相伴的通断噪声会增大，为了对该通断噪声进行抑制而需要追加输入滤波器等，成本变高。

[0010] 另一方面，应用了120度通电再生方式的电源再生方式的整流装置采用的是下述方式，即，对从输入电源施加的电压(下面，适当称为“电源电压”)的相位(下面，适当称为“电压相位”)进行检测，仅在电源电压的120度的区间将电力再生至输入电源。在120度通电再生方式的情况下，开关元件的通断动作仅在120度区间的开始时和结束时进行即可，通断损耗与PWM转换器方式相比能够大幅地减少。另外，由于通断动作次数少，因此通断噪声也变小，与PWM转换器方式相比能够以低成本构成。另外，在PWM转换器方式的情况下，通断动作是始终需要进行的，与此相对，在120度通电再生方式的情况下，在电动机动力运行时使通过通断动作进行的电源再生动作停止，通过功率模块的整流电桥电路进行交流－直流变换，由此能够实现开关元件的通断损耗减少。因此，在如前所述的工业机械中，应用120度通电再生方式的电源再生方式而构成的整流装置的应用变多。此外，为了便于下面的说明，将应用了电源再生方式的整流装置称为“电源再生转换器”。

[0011] 就如前所述的工业机械而言，在由多个电动机形成轴结构的情况下，需要多个电动机驱动装置。与此相对，为了实现对电动机控制装置进行配置的控制板的省空间化及低成本化，电源再生转换器通常设置1台。即，通常构成为相对于多个电动机驱动装置，仅设置1台电源再生转换器。

[0012] 电源再生转换器的输出电力是由所连接的电动机驱动装置向电动机供给的电力，即电动机的输出来决定的。因此，如果由电动机驱动装置驱动的电动机的输出大，则电源再生转换器供给的电力变大，在搭载于电源再生转换器内部的功率模块流过大的电流。

[0013] 作为电源再生转换器的容许输出电力，具有容许连续额定输出容量和容许最大输出容量。容许连续额定输出容量表示电源再生转换器可连续地供给至电动机驱动装置的电力，容许最大输出容量表示电源再生转换器可供给的最大电力。

[0014] 在应用了电源再生转换器的电动机控制装置中，在电动机进行诸如超过容许输出电力这样的动作，使超过了电源再生转换器的容许供给输出电力的状态持续的情况下，引起电源再生转换器的寿命劣化，根据情况有可能会损坏。

[0015] 因此，在使用于工业机械的电动机控制装置中，电源再生转换器的选定是基于各电动机的连续额定输出和各电动机的最大输出而进行的。具体地说，对各电动机的连续额定输出的总和和最大输出的总和进行计算，选定落在容许连续额定输出容量以内及容许最大输出容量以内的各电源再生转换器。

[0016] 如果实施上述这样的电源再生转换器的选定作业，则能够防止电源再生转换器成为过负载状态，能够防止电源再生转换器的寿命劣化及损坏。另一方面，在如上所述的选定方法中，即使各电动机的连续额定输出总和落在容许连续额定输出容量以内，在各电动机的最大输出总和超过容许最大输出容量的情况下，也会选定容量大的电源再生转换器。另外，即使各电动机的最大输出总和落在容许最大输出容量以内，在各电动机的连续额定输出总和超过容许连续额定输出容量的情况下，也同样地需要选定容量大的电源再生转换器，有时会导致控制板大型化，电动机控制装置的成本增加。

[0017] 通常来说，诸如断路器等保护装置、作为用于将输入电源和电源再生转换器进行连接的动力线使用的电线、及用于确保在输入电源侧配置的电源容量的变压器这样的附属类仪器，是基于所选定的电源再生转换器的容量而选定的，由电源再生转换器的容许连续额定输出容量决定。在选定了容量大的电源再生转换器的情况下，是选定容量大的断路器、变压器，使用电线直径大的动力线，不仅会导致电动机控制装置的成本增加，还会导致工业机械整体的成本增加。

[0018] 另外，在前述的电源再生转换器的选定作业中，电动机的连续额定输出、电动机的最大输出通常是使用由提供电动机控制装置的制造商预先设定出的值，因此设定的是具有过量的裕量的电源再生转换器的可能性变高。例如，在由多个伺服电动机和主轴电动机构成的工作机械的情况下，全部电动机的最大输出动作叠加在一起这样的情形少。另外，在工作机械中，伺服电动机以连续额定输出进行动作的情形也少，因此预想到电源再生转换器的容量比各电动机的实际动作大的情形变多。

[0019] 但是，在各电动机进行意料外的动作，全部电动机的连续额定输出合计值或全部电动机的最大输出合计值超过电源再生转换器的容许输出电力容量的情况下(下面，称为“过负载状态”)，有可能对电源再生转换器造成不良影响。因此，为了即使是意料外的动作也不会发生问题，而采用了前述的电源再生转换器的选定方法，变为对工业机械的成本降低的阻碍。

[0020] 针对如上所述的课题，在下述专利文献1中公开了下述技术，即，对在整流装置的输入侧流过的交流电流进行监视，在该交流电流处于预先确定的判定值的范围外时，以利用与由电动机动作指令规定出的扭矩指令相比受到了限制的扭矩指令使电动机进行动作的方式，对由电动机驱动装置供给的交流电力进行控制。

[0021] 专利文献1：日本特开2013－153607号公报

发明内容

[0022] 如果是在上述专利文献1中记载的技术，则记载为，由整流装置供给的电力不会超过整流装置的容量，无需选定容量过大的整流装置。

[0023] 但是，在专利文献1中记载的技术，需要对输入至整流装置的交流电流进行检测，因此在输入电源为三相交流电源的情况下，需要对至少2个交流电流进行检测，需要大于或等于2个电流检测器。

[0024] 根据后面记述的本发明能够理解到，在具有电源再生功能的整流装置中，无需具有大于或等于2个电流检测器，就能够实现所期望的功能。即，对于具有电源再生功能的电动机控制装置而言，在现有技术中存在下述课题，即，需要大于或等于2个电流检测器，导致成本增加。

[0025] 另外，在电源再生转换器中，在电动机动力运行时的电力变换动作即直流－交流变换动作中加入电动机再生时的电力变换动作即交流－直流变换动作。因此，在电源再生转换器中进行过负载保护的情况下，电流检测器的增加并不止于单纯的个数增加，还存在直接导致过负载保护控制的复杂化的课题。

[0026] 本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供一种能够简易且低成地本实现过负载保护的电源再生转换器及电动机控制装置。

[0027] 为了解决上述的课题并实现目的，本发明所涉及的电源再生转换器具有：功率模块，其具有直流电源端子，并且具有多个整流元件及多个再生用开关元件；以及平滑电容器，其与直流电源端子连接，对交流直流变换动作时的直流电力进行积蓄。另外，电源再生转换器具有母线电流检测部，该母线电流检测部对流过功率模块的直流电源端子和平滑电容器之间的母线电流进行检测。电源再生转换器还具有：电源相位检测部，其对输入电源的相位进行检测；基极驱动信号生成部，其基于由电源相位检测部检测出的电源相位，生成进行再生用开关元件的通断控制的基极驱动信号；再生控制部，其基于母线电流检测部的检测结果及基极驱动信号，进行电源再生动作的开始处理及停止处理；以及过负载检测部，其基于母线电流检测部的检测结果对电源再生转换器是否为瞬时过负载状态进行检测。

[0028] 发明的效果

[0029] 根据本发明，具有下述效果，即，能够简易且低成本地实现电源再生转换器的过负载保护。

附图说明

[0030] 图1是表示实施方式1所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0031] 图2是表示电源相位检测部及基极驱动信号生成部的动作的时序图。

[0032] 图3是对电动机动力运行时的动作进行说明的电路图。

[0033] 图4是表示电动机动力运行时的波形的时序图。

[0034] 图5是对电动机再生时动作进行说明的电路图。

[0035] 图6是表示电动机再生时的波形的时序图。

[0036] 图7是表示电动机动作时的举动的波形图。

[0037] 图8是表示在电动机动力运行时的每一个电源周期中流动的整流电流及母线电流的波形图。

[0038] 图9是表示在电动机再生时的每一个电源周期中流动的再生电流及母线电流的波形图。

[0039] 图10是表示使用了功率模块的电力变换装置的结构例的剖视图。

[0040] 图11是表示电力变换装置的导热模型的电路图。

[0041] 图12是表示功率模块的短时间的温度上升的波形图。

[0042] 图13是表示功率模块的长时间的温度上升的波形图。

[0043] 图14是表示实施方式1中的过负载检测部的结构例的框图。

[0044] 图15是表示实施方式2所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0045] 图16是表示实施方式2所涉及的过负载检测部的结构例的框图。

[0046] 图17是表示功率元件所产生的损耗和壳体温度上升的关系的波形图。

[0047] 图18是表示电流流过整流元件时的壳体温度上升的波形图。

[0048] 图19是表示实施方式3所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0049] 图20是表示实施方式3所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0050] 图21是表示实施方式4所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0051] 图22是表示实施方式4所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0052] 图23是表示实施方式5所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0053] 图24是表示实施方式5所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0054] 图25是表示实施方式6所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0055] 图26是表示实施方式6所涉及的再生控制部的结构例的框图。

[0056] 图27是表示电动机进行了减速动作时的举动的要部波形图。

[0057] 图28是表示实施方式7所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0058] 图29是电源阻抗的电感成分Lin为(0.2×L)时的要部波形图。

[0059] 图30是图29所示的R相电流Ir的放大波形图。

[0060] 图31是电源阻抗的电感成分Lin为(1×L)时的要部波形图。

[0061] 图32是图31所示的R相电流Ir的放大波形图。

[0062] 图33是电源阻抗的电感成分Lin为(5×L)时的要部波形图。

[0063] 图34是图33所示的R相电流Ir的放大波形图。

[0064] 图35是表示实施方式7所涉及的再生控制部的结构例的框图。

[0065] 图36是表示使用了实施方式7所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动的要部波形图(Lin＝0.2×L)。

[0066] 图37是表示使用了实施方式7所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动的要部波形图(Lin＝1×L)。

[0067] 图38是表示使用了实施方式7所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动的要部波形图(Lin＝5×L)。

[0068] 图39是将使用了实施方式6所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动作为对比例示出的要部波形图(Lin＝0.2×L)。

[0069] 图40是将使用了实施方式6所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动作为对比例示出的要部波形图(Lin＝1×L)。

[0070] 图41是将使用了实施方式6所应用的再生控制部的情况下的再生动作时的举动作为对比例示出的要部波形图(Lin＝5×L)。

[0071] 图42是表示实施方式8所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0072] 图43是表示电流流过整流元件时的壳体－接合部间温度上升的波形图。

[0073] 图44是表示构成功率模块的各功率元件所产生的损耗和壳体－接合部间温度上升的关系的波形图。

[0074] 图45是表示实施方式8中的电动机动力运行时的波形的时序图。

[0075] 图46是表示实施方式8中的电动机再生时的波形的时序图。

[0076] 图47是表示实施方式8中的过负载检测部的结构例的框图。

[0077] 图48是表示实施方式8中的判定部的结构例的框图。

[0078] 图49是表示实施方式9所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0079] 图50是表示实施方式10所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0080] 图51是表示实施方式10所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0081] 图52是表示实施方式11所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0082] 图53是表示实施方式11所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0083] 图54是表示实施方式12所涉及的电动机控制装置的结构的框图。

[0084] 图55是表示实施方式12所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

具体实施方式

[0085] 下面，参照附图，对本发明的实施方式所涉及的电动机控制装置进行说明。此外，本发明并不受以下所示的实施方式限定。

[0086] 实施方式1.

[0087] 首先，对实施方式1所涉及的电动机控制装置的结构进行说明。图1是表示实施方式1所涉及的电动机控制装置的结构的框图。实施方式1所涉及的电动机控制装置如图1所示，具有下述部分而构成：电动机驱动装置4，其对电动机5进行可变速控制；以及电源再生转换器1，其配置在产生三相(R相、S相、T相)交流电压的三相交流电源即输入电源3和电动机驱动装置4之间，能够向电动机驱动装置4供给直流电力，并且将在电动机减速时产生的再生电力返回至输入电源3。电动机驱动装置4从电源再生转换器1接受直流电力的供给而对电动机5进行可变速控制。

[0088] 电源再生转换器1具有下述部分而构成：平滑电容器21；功率模块22，其是将由整流元件(D1～D6)和再生用开关元件(S1～S6)并联连接得到的6个功率元件桥接而成的；PN母线电压检测部23，其对平滑电容器21的端子间电压进行检测；电源相位检测部24，其对输入电源3的电源相位进行检测；母线电流检测部25，其对在功率模块22的P端子、平滑电容器21、功率模块22的N端子间流动的母线电流进行检测；基极驱动信号生成部26，其基于由电源相位检测部24检测出的电源相位，生成针对功率模块22的再生用开关元件的接通控制信号或者断开控制信号(下面，称为“基极驱动信号”)；再生控制部27，其基于母线电流检测部
25的输出信号和PN母线电压检测部23的输出信号，对是否将从基极驱动信号生成部26传递出的基极驱动信号生成部26的输出信号输出至再生用开关元件的驱动电路(未图示)，换言之是否将基极驱动信号生成部26的输出信号切断进行控制；以及过负载检测部28，其基于母线电流检测部25的输出信号，对电源再生转换器的过负载进行检测，将过负载检测信号输出至电动机驱动装置4或者上级控制装置，该上级控制装置将电动机动作指令向电动机驱动装置4输出。

[0089] 功率模块22具有交流电源端子11、12、13以及作为直流电源端子的P端子及N端子。交流电源端子11、12、13经由电抗器2而分别与输入电源3的R电源端子、S电源端子、T电源端子连接。功率模块22的P端子与平滑电容器21的高电位侧连接，并且与电动机驱动装置4的直流电源端子17连接。另外，功率模块22的N端子与平滑电容器21的低电位侧连接，并且与电动机驱动装置4的直流电源端子18连接。

[0090] PN母线电压检测部23将平滑电容器21的两端电压作为P母线70P和N母线70N之间的母线电压而进行检测。在图1的结构的情况下，平滑电容器21的两端电压与功率模块22的P端子和N端子之间的电压(下面，适当称为“母线电压”)VPN实质上相等。即，PN母线电压检测部23通过对平滑电容器21的两端电压进行检测，从而对用于将功率模块22和电动机驱动装置4电连接的PN母线间的电压进行检测。

[0091] 母线电流检测部25配置在P母线70P中的与平滑电容器21电电连接的电连接点80P和功率模块22的P端子之间，对在功率模块22的P端子、平滑电容器21、功率模块22的N端子间流动的电流(下面，适当称为“母线电流”)IPN进行检测。此外，也可以将母线电流检测部25配置在N母线70N中的与平滑电容器21电连接的电连接点80N和功率模块22的N端子之间。

[0092] 接下来，对功率模块22的内部的结构进行说明。如前所述，构成功率模块22的功率元件是由多个整流元件(D1～D6)和再生用开关元件(S1～S6)构成的。在功率模块22的P端子和N端子之间，并联连接3组进行了串联连接的再生用开关元件S1、S2、再生用开关元件S3、S4、再生用开关元件S5、S6。向P端子连接构成上桥臂的再生用开关元件S1、S3、S5的集电极端子，向N端子连接构成下桥臂的再生用开关元件S2、S4、S6的发射极端子。而且，再生用开关元件S1的发射极端子、再生用开关元件S2的集电极端子与交流电源端子11连接。同样地，再生用开关元件S3的发射极端子、再生用开关元件S4的集电极端子与交流电源端子12连接，再生用开关元件S5的发射极端子、再生用开关元件S6的集电极端子与交流电源端子13连接。此外，向这些再生用开关元件S1～S6分别并联连接整流元件D1～D6。整流元件的正极端子与再生用开关元件的发射极端子连接，整流元件的负极端子与再生用开关元件的集电极端子连接。根据图1，功率模块22的交流电源端子11、12、13经由电抗器2而与输入电源3的R相电源端子、S相电源端子、T相电源端子电连接，因此整流元件D1和再生用开关元件S1构成R相P侧用的功率元件，整流元件D2和再生用开关元件S2构成R相N侧用的功率元件，整流元件D3和再生用开关元件S3构成S相P侧用的功率元件，整流元件D4和再生用开关元件S4构成S相N侧用的功率元件，整流元件D5和再生用开关元件S5构成T相P侧用的功率元件，整流元件D6和再生用开关元件S6构成T相N侧用的功率元件。此外，在图1中，例示出输入电源3为3相交流电源的情况，但也可以使用单相电源。在单相电源的情况下，功率模块22能够由4个功率元件构成。

[0093] 电源相位检测部24将输入电源3的各电源电压(下面，适当标记为“R相电压VR”、“S相电压VS”、“T相电压VT”)导入，对输入电源3的电源相位进行检测。此外，也可以取代输入电源3的电源电压，而将电抗器2和功率模块22的交流电源端子11、12、13之间的电压导入。

[0094] 电源相位检测部24将检测出的电源相位作为输出信号而输出至基极驱动信号生成部26。基极驱动信号生成部26基于电源相位而生成用于对再生用开关元件(S1～S6)进行驱动的基极驱动信号，设为向再生控制部27的输出信号。在图1的结构的情况下，基极驱动信号为6种，将R相P侧用的再生用开关元件S1的基极驱动信号设为SRP，将R相N侧用的再生用开关元件S2的基极驱动信号设为SRN，将S相P侧用的再生用开关元件S3的基极驱动信号设为SSP，将S相N侧用的再生用开关元件S4的基极驱动信号设为SSN，将T相P侧用的再生用开关元件S5的基极驱动信号设为STP，将T相N侧用的再生用开关元件S6的基极驱动信号设为STN，对6种基极驱动信号进行区分。

[0095] 向再生控制部27输入由母线电流检测部25检测出的母线电流IPN、由PN母线电压检测部23检测出的母线电压VPN、基极驱动信号生成部26的输出信号即基极驱动信号(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN，下面也标记为“SRP～STN”)。再生控制部27基于母线电流IPN及母线电压VPN，进行是将从基极驱动信号生成部26传递出的基极驱动信号SRP～STN输出、还是切断的判定，在判定为输出的情况下，向省略了图示的驱动电路输出基极驱动信号SRP～STN。此外，关于再生控制部27的更详细的动作，置换为实施方式6中记载的再生控制部27A、实施方式7中记载的再生控制部27B而在后面记述。

[0096] 接下来，关于电源相位检测部24及基极驱动信号生成部26的动作，使用图2进行说明。图2是表示电源相位检测部24及基极驱动信号生成部26的动作的时序图。在图2中，从上层侧起，示出电源电压的线间电压波形(VR－S、VS―T、VT－R、VS－R、VT－S、VR－T)、电源相位检测信号、用于驱动各再生用开关元件的基极驱动信号(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)以及流过R相、T相及S相的再生电流(Irr、Isr、Itr)的随时间的变化。此外，再生电流是在再生动作时经由再生用开关元件流动的电流。

[0097] 首先，对电源相位检测部24的动作进行说明。向电源相位检测部24输入前述的R相电压VR、S相电压VS、T相电压VT。电源相位检测部24基于R相电压VR、S相电压VS、T相电压VT，对R－S线间电压VR－S、S－T线间电压VS－T、T－R线间电压VT－R、S－R线间电压VS－R、T－S线间电压VT－S、R－T线间电压VR－T进行检测而提取各线间电压的过零点，将提取出的过零点作为电源相位检测信号进行处理。由电源相位检测部24提取出的电源相位检测信号向基极驱动信号生成部26输出。此外，R－S线间电压VR－S是以S相为基准对与R相之间的电压差进行检测得到的电压，与此相对，S－R线间电压VS－R是以R相为基准对与S相之间的电压差进行检测得到的电压，R－S线间电压VR－S和S－R线间电压VS－R的电压相位错开了180度。其他的定义及关系也是同样的，S－T线间电压VS－T是以T相为基准对与S相之间的电压差进行检测得到的电压，与此相对，T－S线间电压VT－S是以S相为基准对与T相之间的电压差进行检测得到的电压，S－T线间电压VS－T和T－S线间电压VT－S的电压相位错开了180度。另外，T－R线间电压VT－R是以R相为基准对与T相之间的电压差进行检测得到的电压，与此相对，R－T线间电压VR－T是以T相为基准对与R相之间的电压差进行检测得到的电压，T－R线间电压VT－R和R－T线间电压VR－T的电压相位错开了180度。

[0098] 电源相位检测信号的具体例如图2所示。在图2中，作为电源相位检测信号，从上侧起示出R－S线间相位检测信号、S－R线间相位检测信号、S－T线间相位检测信号、T－S线间相位检测信号、T－R线间相位检测信号及R－T线间相位检测信号。例如，以在R－S线间电压VR－S和S－R线间电压VS－R之差为正的区间(相位区间)，R－S线间相位检测信号为H，在R－S线间电压VR－S和S－R线间电压VS－R之差为负的区间(相位区间)，R－S线间相位检测信号为L的方式，生成与各线间电压相关联的电源相位检测信号。三相交流电源的线间电压波形为大致正弦波，从最大值起观察到的左右的波形是对称的，因此在相位检测信号的H的相位区间的中央处线间电压波形的电位成为最大，在相位检测信号的L的相位区间的中央处线间电压波形的电位成为最小。由此，根据各相位检测信号，能够对示出最大电位的相和示出最小电位的相进行计算。

[0099] 接下来，对基极驱动信号生成部26的动作进行说明。如前所述，基极驱动信号生成部26具有下述功能，即，基于电源相位检测部24的输出即电源相位检测信号，生成针对功率模块22的再生用开关元件S1～S6的基极驱动信号。基极驱动信号生成部26基于输入来的相位检测信号，生成如下所示的基极驱动信号(参照图2)。

[0100] ＜R－S线间电压VR－S的电位最大的情况＞

[0101] 将基极驱动信号SRP、SSN设为H，将R相P侧的再生用开关元件S1和S相N侧的再生用开关元件S4控制为接通

[0102] ＜S－T线间电压VS－T的电位最大的情况＞

[0103] 将基极驱动信号SSP、STN设为H，将S相P侧的再生用开关元件S3和T相N侧的再生用开关元件S6控制为接通

[0104] ＜T－R线间电压VT－R的电位最大的情况＞

[0105] 将基极驱动信号STP、SRN设为H，将T相P侧的再生用开关元件S5和R相N侧的再生用开关元件S2控制为接通

[0106] ＜S－R线间电压VS－R的电位最大的情况＞

[0107] 将基极驱动信号SSP、SRN设为H，将S相P侧的再生用开关元件S3和R相N侧的再生用开关元件S2控制为接通

[0108] ＜T－S线间电压VT－S的电位最大的情况＞

[0109] 将基极驱动信号STP、SSN设为H，将T相P侧的再生用开关元件S5和S相N侧的再生用开关元件S4控制为接通

[0110] ＜R－T线间电压VR－T的电位最大的情况＞

[0111] 将基极驱动信号SRP、STN设为H，将R相P侧的再生用开关元件S1和T相N侧的再生用开关元件S6控制为接通

[0112] 接下来，针对构成功率模块22的再生用开关元件S1～S6基于基极驱动信号进行接通动作或者断开动作(下面，统称为“通断动作”)时所流动的电流，使用图2进行说明。此外，在图1中示出由从输入电源3朝向电源再生转换器1的方向的箭头表示的R相电流Ir、S相电流Is、T相电流It，将沿由箭头表示的朝向流动的电流作为正方向的电流来处理，波形也依照其进行表述。

[0113] 如前所述，在再生用开关元件S1～S6进行通断动作时，流过如图2的下层部所示的R相再生电流Irr、S相再生电流Isr及T相再生电流Itr。

[0114] 在图2中，在时刻t20～t40，R－S线间电压VR－S的电位变得最大，因此如前所述，将再生用开关元件S1、S4驱动为接通，将其他再生用开关元件驱动为断开。如上所述，平滑电容器21和输入电源3的R－S间成为经由电源阻抗连接有电抗器2的状态，经由被驱动为接通后的再生用开关元件S1、S4的电流在R相和S相流动。同样地，在时刻t40～t60，R－T线间电压VR－T的电位变得最大，因此将再生用开关元件S1、S6驱动为接通，将其他再生用开关元件驱动为断开。这样，平滑电容器21和输入电源3的R－T间成为经由电源阻抗连接有电抗器2的状态，经由驱动为接通后的再生用开关元件S1、S6的再生电流在R相和T相流动。

[0115] 此外，即使进行如前所述的通断动作，如果在平滑电容器21的端子间电压和输入电源3的电压之间，不存在“平滑电容器21的端子间电压＞输入电源3的电压”这一关系，则再生电流不流动。关于再生电流，一边在利用平滑电容器21的电压和输入电源3的电压差的同时通过电抗器2的阻抗施加电流限制，一边使再生电流流动。

[0116] 接下来，对动力运行动作进行说明。图3是对电动机动力运行时的动作进行说明的电路图。在电动机动力运行时，电动机驱动装置4使用电源再生转换器1的平滑电容器21的直流电源，向电动机5供给交流电力，进行可变速控制。此时，平滑电容器21的电压降低。在成为“输入电源3的电压＞平滑电容器21的端子间电压”时，从输入电源3经由电抗器2、功率模块22而向平滑电容器21供给直流电力。此时，在电源再生转换器1的构成功率模块22的整流元件D1～D6中流过电流。

[0117] 图4是表示电动机动力运行时的波形的时序图。在图4中，从上层侧起，示出电源电压的线间电压波形(VR－S、VS―T、VT－R、VS－R、VT－S、VR－T)、流过R相、T相及S相的动力运行电流(Irp、Isp、Itp)、流过整流元件D1～D6的整流电流(ID1、ID2、ID3、ID4、ID5、ID6)以及母线电流IPN的随时间的变化。根据图4，在电动机动力运行时成为下面的动作。

[0118] ＜R－S线间电压VR－S的电位最大的情况＞

[0119] 整流元件D1、D4导通而流过整流电流ID1、ID4，流过正方向的R相动力运行电流Irp和负方向的S相动力运行电流Isp。

[0120] ＜S－T线间电压VS－T的电位最大的情况＞

[0121] 整流元件D3和整流元件D6导通而流过整流电流ID3、ID6，流过正方向的S相动力运行电流Isp和负方向的T相动力运行电流Itp。

[0122] ＜T－R线间电压VT－R的电位最大的情况＞

[0123] 整流元件D2、D5导通而流过整流电流ID2、ID5，流过正方向的T相动力运行电流Itp和负方向的R相动力运行电流Irp。

[0124] ＜S－R线间电压VS－R的电位最大的情况＞

[0125] 整流元件D2、D3导通而流过整流电流ID2、ID3，流过正方向的S相动力运行电流Isp和负方向的R相动力运行电流Irp。

[0126] ＜T－S线间电压VT－S的电位最大的情况＞

[0127] 整流元件D4、D5导通而流过整流电流ID4、ID5，流过正方向的T相动力运行电流Itp和负方向的S相动力运行电流Isp。

[0128] ＜R－T线间电压VR－T的电位最大的情况＞

[0129] 整流元件D1、D6导通而流过整流电流ID1、ID6，流过正方向的R相动力运行电流Irp和负方向的T相动力运行电流Itp。

[0130] 功率模块22内的整流元件D1～D6相对于输入电源3的电源周期，以1/3的期间导通而流过整流电流。另外，以其一半的期间，即，输入电源3的电源周期的1/6的期间，对电位成为最大的线间电压进行切换，因此导通的整流元件也进行切换。例如，如果对时刻t20～t60进行观察，则可知在时刻t20～t40，整流元件D1、D4导通而流过整流电流，在时刻t40～t60，整流元件D1、D6导通而流过整流电流。与此相对，可知作为流过功率模块22的P端子和平滑电容器21之间的母线电流IPN，流过的是将流过整流元件D1、D3、D5(或者D2、D4、D6)的电流合计得到的电流。

[0131] 接下来，对电动机再生时的电源再生动作进行说明。图5是对电动机再生时的动作进行说明的电路图，详细地说，是对在电动机再生时电源再生转换器1通过通断动作进行电源再生动作时的动作作出说明的图。

[0132] 在电动机再生时，电动机驱动装置4进行交流－直流变换动作，将电动机再生电力供给至平滑电容器21。通过该动作，平滑电容器21的端子间电压上升。与输入电源3的电源电压相比，平滑电容器21的端子间电压变大，如果在平滑电容器21的端子间电压和输入电源3的电源电压之间的电压差大于或等于预先确定的值时，开始通过功率模块22的再生用开关元件S1～S6的通断动作实现的电源再生动作，则对平滑电容器21的直流电力进行直流－交流变换，将变换后的再生电力经由电抗器2而供给至输入电源3。此时，在再生用开关元件(图5的例子中，为再生用开关元件S1、S4)中流过电流。

[0133] 图6是表示在电动机再生时进行电源再生动作时的波形的时序图。在图6中，从上层侧起，示出电源电压的线间电压波形(VR－S、VS―T、VT－R、VS－R、VT－S、VR－T)、流过R相、T相及S相的再生电流(Irr、Isr、Itr)、流过再生用开关元件S1～S6的再生电流(IS1、IS2、IS3、IS4、IS5、IS6)以及母线电流IPN的随时间的变化。根据图6，电动机再生时成为下面的动作。

[0134] ＜R－S线间电压VR－S的电位最大的情况＞

[0135] 再生用开关元件S1、S4导通而流过再生电流IS1、IS4，流过负方向的R相再生电流Irr和正方向的S相再生电流Isr。

[0136] ＜S－T线间电压VS－T的电位最大的情况＞

[0137] 再生用开关元件S3、S6导通而流过再生电流IS3、IS6，流过负方向的S相再生电流Isr和正方向的T相再生电流Itr。

[0138] ＜T－R线间电压VT－R的电位最大的情况＞

[0139] 再生用开关元件S2、S5导通而流过再生电流IS2、IS5，流过负方向的T相再生电流Itr和正方向的R相再生电流Irr。

[0140] ＜S－R线间电压VS－R的电位最大的情况＞

[0141] 再生用开关元件S2、S3导通而流过再生电流IS2、IS3，流过负方向的S相再生电流Isr和正方向的R相再生电流Irr。

[0142] ＜T－S线间电压VT－S的电位最大的情况＞

[0143] 再生用开关元件S4、S5导通而流过再生电流IS4、IS5，流过负方向的T相再生电流Itr和正方向的S相再生电流Isr。

[0144] ＜R－T线间电压VR－T的电位最大的情况＞

[0145] 再生用开关元件S1、S6导通而流过再生电流IS1、IS6，流过负方向的R相再生电流Irr和正方向的T相再生电流Itr。

[0146] 功率模块22内的再生用开关元件S1～S6相对于输入电源3的电源周期，以1/3的期间导通而流过再生电流。另外，以其一半的期间，即输入电源3的电源周期的1/6的期间对电位成为最大的线间电压进行切换，因此导通的再生用开关元件也进行切换。例如，如果对时刻t20～t60进行观察，则可知在时刻t20～t40，再生用开关元件S1、S4导通而流过再生电流，在时刻t40～t60，再生用开关元件S1、S6导通而流过再生电流。与此相对，可知作为流过功率模块22的P端子和平滑电容器21之间的母线电流IPN，流动的是将流过再生用开关元件S1、S3、S5(或者S2、S4、S6)的电流合计得到的电流。

[0147] 接下来，对在电动机动力运行时或者电动机再生时由电源再生转换器1供给的电力进行说明。图7是表示电动机动作时的举动的波形图，横轴为时间，从上层侧起，示出电动机速度N、电动机扭矩Tout、电动机输出Pout、平滑电容器21的端子间电压(下面，称为“电容器电压”)VDC及母线电流IPN。

[0148] 首先，对图7的t00～t01区间进行说明。该区间是电动机动力运行区间。时刻t00是电动机开始加速的时刻，时刻t01是电动机速度N达到目标速度的时刻。由于电动机扭矩Tout，电动机速度N及电动机输出Pout变大。随着电动机输出Pout变大，母线电流IPN变大。如果电动机扭矩Tout不断减少，则电动机输出Pout成为恒定的，母线电流IPN的峰值也成为恒定的。

[0149] 对图7的t01～t02区间进行说明。该区间是电动机速度N成为恒定速度的区间。与时刻t00～t01区间不同，电动机输出Pout是较低值，因此母线电流IPN示出的是几乎不流动的状态。

[0150] 对图7的t02～t03区间进行说明。该区间是电动机再生区间。时刻t02是电动机开始减速的时刻，时刻t03是电动机停止的时刻。如果电动机开始减速，则电动机的再生电力流入至平滑电容器21，端子间电压VDC上升。如果端子间电压VDC超过预先确定的值，则电源再生转换器1开始电源再生动作。通过电源再生转换器1的电源再生动作，作为母线电流IPN而流过再生电流，电容器电压VDC减少。在时刻t02，流过电动机减速时的电动机输出Pout，即电动机的再生电力的绝对值大的大再生电流，但随着电动机速度N减少，电动机输出Pout的绝对值变小，再生电流也变小。

[0151] 根据图7，可知由电动机输出Pout决定出母线电流IPN。即，电动机输出Pout和母线电流IPN成正比关系。此外，在母线电流IPN与R相电流Ir、S相电流Is、T相电流It之间存在基于图4及图6所说明的关系，电动机输出Pout和母线电流IPN的关系能够与下述关系同样地处理，即，电动机输出Pout与R相电流Ir、S相电流Is、T相电流It之间的关系。

[0152] 接下来，对在电动机动力运行时或者电动机再生时由电源再生转换器1供给的电力进行计算。如果将电动机5的输出设为Pout[W]，将电动机扭矩设为Tout[N·m]，将电动机速度设为N[r/min]，将圆周率设为π，则电动机输出Pout能够通过下面的算式进行表示。

[0153] Pout＝Tout×N/60×2×π…(1)

[0154] 针对电动机输出Pout，如果将需要由电源再生转换器1供给的电力设为所需供给电力Pin[w]，将输出电力相对于输入电力之比，即输出电力/输入电力之比的值设为η，则所需供给电力Pin能够通过下面的算式进行表示。

[0155] Pin＝Pout/η…(2)

[0156] 另外，如果将母线电流IPN的平均值由母线平均电流IPNave表示，则母线平均电流IPNave[A]能够使用电容器电压VDC[V]而通过下面的算式进行表示。

[0157] IPNave＝Pin/VDC…(3)

[0158] 能够根据式(2)、式(3)，导出下面的算式。

[0159] IPNave＝Pout/(η×VDC)…(4)

[0160] 如以上所述，能够根据电动机输出Pout，对母线平均电流IPNave进行计算。式(4)的母线平均电流表示的是在图7的电动机动力运行时及电动机再生时流动的母线电流IPN的平均值。式(4)示出的是，如果电动机输出Pout变大，则R相电流Ir、S相电流Is、T相电流It及母线电流IPN变大，流过构成功率模块22的各功率元件的电流值也变大。

[0161] 图8示出在电动机动力运行时的每一个电源周期中流动的整流电流ID及母线电流IPN的波形。上层部是整流电流ID，下层部是母线电流IPN。整流电流ID与图4同样地，成为相对于一个电源周期T以T/3在整流元件流过电流的波形。在这里，在下层部的波形中，如果将电流波形视作正弦半波，将母线电流IPN及整流电流ID的电流峰值设为IDpeak1，则能够导出下面的算式。

[0162] IDpeak1＝IPNave×π/2…(5)

[0163] 能够根据式(4)、式(5)，导出下面的算式。

[0164] IDpeak1＝π×Pout/(2×η×VDC)…(6)

[0165] 图9示出在电动机再生时的每一个电源周期中流动的再生电流IS及母线电流IPN的波形。上层部是再生电流IS，下层部是母线电流IPN。再生电流IS与图6同样地，是相对于一个电源周期T以T/3在再生用开关元件流过电流的波形。在这里，在电动机再生时流动的实际的电流波形由于输入电源的电源阻抗的影响而变化，但如图9所示，如果将以母线平均电流IPNave为基准的再生时电流峰值ISpeak1的比率设为α(α是大于或等于1的实数)，则能够通过下面的算式进行表示。

[0166] ISpeak1＝α×IPNave…(7)

[0167] 能够根据式(4)及式(7)，导出下面的算式。

[0168] ISpeak1＝α×Pout/(η×VDC)…(8)

[0169] 根据式(6)及式(8)，如果在电动机动力运行时或者电动机再生时，电动机输出Pout变大，则动力运行时电流峰值IDpeak1或者再生时电流峰值ISpeak1也变大。此时，流过构成功率模块22的各元件的电流也变大。根据图4及图6也可知，母线电流IPN的电流峰值和流过各元件的电流的峰值成为相同的值，如果电动机输出Pout变大，则电流的峰值也变大。

[0170] 电源再生转换器1的容量如前所述，是由容许连续额定输出容量和容许最大输出容量决定的，容许连续额定输出容量及容许最大输出容量均由功率模块22的特性决定。

[0171] 图10示出使用了功率模块的电力变换装置的结构例。功率模块由热膨胀率不同的各种材料构成。如果通过图10所示的例子进行说明，则功率模块22由下述部分构成：金属基座板204，其用于进行散热；电力用绝缘基板202，其具有电路图案；导线203；以及功率元件201。在金属基座板204之上对电力用绝缘基板202进行钎焊或者金属接合，功率元件201被钎焊于电力用绝缘基板202。为了将电力用绝缘基板202的其他电路图案和功率元件201进行连接，功率元件201和导线203通过焊料进行了键合。就诸如电源再生转换器、电动机驱动装置这样的电力变换装置而言，通常为了对发热的功率模块进行冷却而使用散热器。将金属基座板204经由散热用的导热脂(未图示)与散热器200相接、连接而构成。关于功率模块
22的各部的温度，通常将功率元件201和导线203的接合部的温度定义为接合部温度Tj，将金属基座板204的侧面或者下表面的温度定义为壳体温度Tc而进行处理。

[0172] 功率模块的各部的温度能够通过(功率元件所产生的电力损耗)×(各部的热阻)+(周围温度)进行计算。热阻是表示温度的传递困难程度的值，表示单位时间中的每单位发热量的温度上升量。热阻越小，则表示散热性越好，单位是“℃/W”。如果将(功率元件所产生的电力损耗)置换为(电流)，将(各部的热阻)置换为(电阻)，将(周围温度)置换为(偏置电压)，则上述热计算能够置换为电路的欧姆定律。

[0173] 因此，对于使用了由如前所述的功率元件构成的功率模块的电力变换装置，其导热通常能够置换为电路模型，使用作为导热模型的电路模型而对各部的温度上升进行计算。

[0174] 图11示出电力变换装置的导热模型。在图11所示的导热模型中，将作为热源的功率元件的电力损耗视作电流源(下面，标记为“功率元件电力损耗源205”)，从功率元件电力损耗源205的正端子起依次连接壳体－接合部间热阻Rj－c206、散热器－壳体间热阻Rc－h207、散热器－周围温度间热阻Rh－a208，散热器－周围温度间热阻Rh－a208的一端与功率元件电力损耗源205的负端子连接。能够将功率元件电力损耗源205的正端子和壳体－接合部间热阻Rj－c206的连接点的温度视作接合部温度Tj，将壳体－接合部间热阻Rj－c206和散热器－壳体间热阻Rc－h207的连接点的温度视作壳体温度Tc，将散热器－壳体间热阻Rc－h207和散热器－周围温度间热阻Rh－a208的连接点的温度视作散热器温度Th，将散热器－周围温度间热阻Rh－a208和功率元件电力损耗源205的负端子之间的连接点的温度视作周围温度Ta，能够使用电路模型中的欧姆定律，根据由功率元件产生的电力损耗和各部的热阻值而对各部的温度进行计算。

[0175] 例如，在由功率元件产生的电力损耗为Pp，设为周围温度Ta、功率元件的壳体－接合部间热阻Rj－c、功率元件的散热器－壳体间热阻Rc－h、功率元件的散热器－周围温度间热阻Rh－a而对功率元件的接合部温度Tj进行计算的情况下，能够根据图11导出下面的算式。

[0176] Tj＝(Rj－c+Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta…(9)

[0177] 由功率元件所产生的电力损耗引起的壳体温度Tc也能够与式(9)同样地通过下式进行计算。

[0178] Tc＝(Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta…(10)

[0179] 如果将接合部温度Tj、壳体温度Tc相对于周围温度Ta的温度上升值分别定义为接合部温度上升ΔTj和壳体温度上升ΔTc，则上述ΔTj、ΔTc能够通过下面的算式进行表示。

[0180] ΔTj＝(Rj－c+Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta－Ta

[0181] ＝(Rj－c+Rc－h+Rh－a)×Pp…(11)

[0182] ΔTc＝(Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta－Ta

[0183] ＝(Rc－h+Rh－a)×Pp…(12)

[0184] 如果将接合部温度Tj和壳体温度Tc的温度差定义为壳体－接合部间温度ΔTj－c，则能够通过下面的算式进行表示。

[0185] ΔTj－c＝Tj－Tc

[0186] ＝(Rj－c+Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta

[0187] －(Rc－h+Rh－a)×Pp+Ta

[0188] ＝Rj－c×Pp

[0189] ＝ΔTj－ΔTc…(13)

[0190] 由此，接合部温度上升ΔTj能够使用壳体－接合部间温度ΔTj－c及壳体温度上升ΔTc而通过下面的算式进行表示。

[0191] ΔTj＝ΔTj－c+ΔTc

[0192] ＝Rj－c×Pp+ΔTc…(14)

[0193] 针对使图10所示的功率模块22的功率元件201导通而流过电流时的温度上升，参照图12及图13进行说明。图12及图13是表示功率模块的温度上升的波形图，特别地，图12示出短时间的温度上升的情况，图13示出长时间的温度上升的情况。图12及图13均从上层侧起，示出电力损耗Pp、接合部温度上升ΔTj、壳体温度上升ΔTc及壳体－接合部间温度ΔTj－c的随时间的变化。

[0194] 在图12中，是以10次循环(cycle)重复进行了在周期t2的期间中，在1/3周期的期间使功率元件导通而流过电流，剩余的2/3周期将功率元件切断而切断电流这样的动作时的举动，图13示出的是以50000次循环来实施1/3周期导通、2/3周期切断这样的动作，剩余的50000次循环使功率元件的导通完全地切断的情况下的举动。此外，在图12及图13中，壳体－接合部间温度ΔTj－c的纵轴的范围示出的是接合部温度上升ΔTj及壳体温度上升ΔTc的5倍的范围。根据图12及图13可知下面的内容。

[0195] (1)以接合部温度上升ΔTj、壳体温度上升ΔTc的顺序使温度上升。

[0196] (2)在短时间动作中，伴随壳体－接合部间温度上升ΔTj－c的温度上升，接合部温度上升ΔTj的温度上升，与此相对，壳体温度上升ΔTc几乎不上升(图12参照)。

[0197] (3)在长时间动作中，壳体－接合部间温度上升ΔTj－c饱和，与此相对，对应于壳体温度上升ΔTc的温度上升，接合部温度上升ΔTj的温度也上升(图13参照)。

[0198] 在式(9)～式(14)中，将各部的热阻作为恒定值而进行处理。如果热阻恒定，则温度上升值为(功率元件所产生的电力损耗)×(热阻)，因此应该成为与功率元件所产生的电力损耗成正比的波形，但观察图12及图13也可知，没有成为与功率元件所产生的电力损耗成正比的波形。其原因在于，各部的热阻值不恒定，热阻值随着产生电力损耗的电力的供给时间而变化(下面，将该特性称为“瞬态热阻特性”)。

[0199] 如前所述，壳体－接合部间温度ΔTj－c在短时间饱和。其原因在于，呈现的是壳体－接合部间热阻Rj－c由功率元件的特性、功率模块的结构决定的瞬态热阻特性，是在短时间热阻值变得恒定的特性。与此相对，壳体温度上升ΔTc的温度上升需要长时间，其原因在于，呈现的是散热器－壳体间热阻Rc－h和散热器－周围温度间热阻Rh－a由散热器的冷却性能决定的瞬态热阻特性，热时间常数长，直至饱和为止需要长时间。

[0200] 能够根据式(9)～(14)，对功率模块的各部的温度上升进行计算，由于是长时间动作，因此是将各部的热阻视为恒定的情形，短时间动作的情况下的各部的温度上升比通过式(9)～(14)计算出的值小。

[0201] 另外，对于在如前所述的电力变换装置中使用的功率模块，因为由如前所述的热膨胀系数的差异所导致的温度变化，在不同种类金属接合部产生应力形变，由于该应力的重复，不久后，导致疲劳破坏。因此，在功率模块中，存在由于温度变化所引起的热应力而产生的疲劳寿命，即热应力寿命。在功率模块的热应力寿命的判定时，通常使用壳体温度上升ΔTc及接合部温度上升ΔTj。

[0202] 如果在功率元件流过电流，则功率元件发热，壳体温度上升ΔTc及接合部温度上升ΔTj一起上升。观察图12及图13也可知，通常来说，对于使用功率模块的电力变换装置而言，接合部温度上升ΔTj相对于壳体温度上升ΔTc在短时间进行温度上升。因此，如果在短时间使功率元件重复进行过大的电流的导通及切断，则壳体温度上升ΔTc的变化少，但仅接合部温度上升ΔTj大幅地变动。其原因在于，壳体－接合部间温度ΔTj－c的温度上升变大。接合部温度Tj在短时间大幅地变动的情形中的寿命被称为功率循环寿命，该功率循环寿命通常是使用接合部温度的变化即接合部温度上升ΔTj而对循环数进行规定。

[0203] 作为功率循环寿命的对义词，存在称为热循环寿命的寿命。热循环寿命示出的是通过长时间的动作，成为壳体－接合部间温度ΔTj－c大致恒定而饱和的状态，壳体温度Tc和接合部温度Tj的温度差少，壳体温度Tc上升的情形下的寿命。因此，热循环寿命通常是使用壳体温度的变化即ΔTc而对循环数进行规定。另外，热循环寿命大幅依赖于使用功率模块的电力变换装置的冷却性能。

[0204] 如前所述，功率循环寿命如前所述示出的是短时间动作的寿命，在电源再生转换器中，决定容许最大输出。因此，功率循环寿命的确保能够通过功率元件的容许最大电流值Imax进行规定。

[0205] 另一方面，热循环寿命如前所述示出的是长时间动作的寿命，在电源再生转换器中，决定容许连续额定输出。因此，热循环寿命的确保能够通过功率模块的容许最大壳体温度上升ΔTcmax进行规定。

[0206] 如果将前述的思路应用于电源再生转换器1，则如下所述。电源再生转换器1的容许连续额定输出容量由功率模块22的容许最大壳体温度上升ΔTcmax决定，电源再生转换器1的容许最大输出容量由功率模块22的容许最大电流值Imax决定。因此，关于容许连续额定输出容量，为了小于或等于容许最大壳体温度上升Tcmax，需要满足电动机的稳态动作。另一方面，关于容许最大输出容量，为了小于或等于功率模块22的功率元件的容许最大电流值Imax，需要对电动机的最大输出进行抑制。

[0207] 接下来，对功率模块22的温度上升的原理进行说明。如图4及图6所示，电源再生转换器1内的构成功率模块22的各功率元件相对于输入电源3的电源周期，以1/3的期间导通而流过电流。在这里，在电动机动力运行时，如果将流过各整流元件的电流设为ID[A]、将各整流元件的正向电压设为VF[V]，则各整流元件所产生的损耗PD[W]能够通过下面的算式进行表示。此外，在120度通电方式的电源再生转换器的情况下，与导通损耗相比，通断损耗的影响是轻微的，因此忽略。

[0208] PD＝ID×VF…(15)

[0209] 在功率模块22中，如果将各整流元件的壳体－接合部间的热阻设为Rd(j－c)[℃/W]、将壳体温度设为Tdc[℃]，则整流元件的接合部温度Tdj[℃]能够通过下面的算式进行表示。

[0210] Tdj＝PD×Rd(j－c)+Tdc…(16)

[0211] 能够根据式(15)及式(16)而导出下面的算式。

[0212] Tdj＝ID×VF×Rd(j－c)+Tdc…(17)

[0213] 根据式(17)，壳体－接合部间温度ΔTdj－c[K]能够通过下面的算式进行表示。

[0214] ΔTdj－c＝Tdj－Tdc

[0215] ＝ID×VF×Rd(j－c)…(18)

[0216] 接下来，对电动机再生时的再生用开关元件的温度上升进行说明。在电动机再生时，在通过通断动作而流过再生电流的情况下，电流流过各再生用开关元件的期间相对于输入电源3的电源周期，仅为1/3的期间。在电动机再生时，如果将流过再生用开关元件的电流设为IS[A]、将再生用开关元件的饱和电压设为Vce(sat)[V]，则各再生用开关元件所产生的损耗PS[W]能够通过下面的算式进行表示。此外，在120度通电方式的电源再生转换器的情况下，与导通损耗相比，通断损耗的影响是轻微的，因此忽略。

[0217] PS＝IS×Vce(sat)…(19)

[0218] 在功率模块22中，如果将各再生用开关元件的壳体－接合部间的热阻设为Rs(j－c)[℃/W]、将壳体温度设为Tsc[℃]，则再生用开关元件的接合部温度Tsj[℃]能够通过下面的算式进行表示。

[0219] Tsj＝PS×Rs(j－c)+Tsc…(20)

[0220] 由此，通过向式(20)中代入式(19)，从而能够导出下面的算式。

[0221] Tsj＝IS×Vce(sat)×Rs(j－c)+Tsc…(21)

[0222] 根据式(21)，壳体－接合部间温度ΔTsj－c[K]能够通过下面的算式进行表示。

[0223] ΔTSj－c＝Tsj－Tsc

[0224] ＝IS×Vce(sat)×Rs(j－c)…(22)

[0225] 如前所述，如果在短时间使过大的电流流过构成功率模块22的功率元件，则相对于壳体温度上升ΔTc的上升，接合部温度上升ΔTj的上升变大，接合部温度上升ΔTj变得过大。这等价于壳体－接合部间温度ΔTj－c变得过大。在如上所述的情况下，想到由功率循环寿命引起的寿命劣化，功率模块22有可能比设想更早的损坏。

[0226] 另外，整流元件的正向电压VF及壳体－接合部间热阻Rd(j－c)、再生用开关元件的饱和电压Vce(sat)及壳体－接合部间热阻Rs(j－c)，根据功率模块22的电气特性及构造是预先已知的，因此根据式(18)和式(22)，能够对动力运行动作时及再生动作时的功率模块22的容许最大电流进行计算。

[0227] 接下来，对过负载检测部28进行说明。过负载检测部28基于母线电流检测部25的输出信号即母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载进行检测。图14示出过负载检测部28的一个结构例。

[0228] 过负载检测部28如图14所示，具有比较器29、比较器30及逻辑或电路31而构成。向比较器29的负输入端子输入母线电流上限值IPNmax，向比较器29的正输入端子输入母线电流IPN。另外，向比较器30的正输入端子输入母线电流下限值IPNmin，向比较器30的负输入端子输入母线电流IPN。比较器29及比较器30各自的输出信号被输入至逻辑或电路31的输入端子，将逻辑或电路31的输出信号作为过负载检测部28的输出信号进行处理。在这里，在过负载检测部28输出了“逻辑1”或者“逻辑H”(下面，简记为“H”)的情况下，判定为电源再生转换器1是过负载状态，在过负载检测部28输出了“逻辑0”或者“逻辑L”(下面，简记为“L”)的情况下，判定为电源再生转换器1不是过负载状态。

[0229] 母线电流上限值IPNmax是基于前述的式(18)决定的，等价于动力运行动作时的容许最大电流值。母线电流下限值IPNmin是基于前述的式(22)决定的，等价于将再生动作时的容许最大电流值的标号设为负的值。

[0230] 根据前述的结构，在母线电流IPN大于或等于母线电流上限值IPNmax的情况下，比较器29输出H，将H输入至逻辑或电路31。由此，逻辑或电路31输出H，过负载检测部28输出H。另外，在母线电流IPN小于或等于母线电流下限值IPNmin的情况下，比较器30输出H，将H输入至逻辑或电路31。由此，逻辑或电路31输出H，过负载检测部28输出H。

[0231] 观察图4及图6也可知，通过对前述的母线电流IPN进行监视，从而与电动机动力运行时或者电动机再生时无关，能够对在构成功率模块22的各元件中流动的电流进行监视。前述的过负载检测部28构成为对母线电流IPN进行监视，能够对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定。将功率模块22的动力运行时容许电流设为IPNmax、将再生时容许电流设为IPNmin，如果成为IPN≥IPNmax或者IPN≤IPNmin，则过负载检测部28输出H，判定为成为过负载状态。

[0232] 如以上所述，在实施方式1所涉及的电动机控制装置中，通过对母线电流IPN进行监视，从而对电动机动力运行时、电动机再生时的电流值进行监视，对电源再生转换器1是否是以小于或等于功率模块22的容许最大电流值动作进行判定，即对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定。

[0233] 如果是实施方式1的结构，则仅为了母线电流检测而设置电流检测单元即可，因此与前述的现有技术相比，能够削减电流检测单元的个数，在成本方面具有优势。通常来说，电源再生转换器对从输入电源输入至电源再生转换器的输入电流进行监视，需要具有输入电流－直流电流变换单元，但在本实施方式中由于是对直流电流进行检测的结构，因此不需要输入电流－直流电流变换单元，能够将系统简易化。此外，关于电源再生动作的停止处理的详细内容在后面记述。

[0234] 另外，实施方式1所涉及的电动机控制装置是基于在电源再生转换器1中使用的功率模块22的功率循环寿命而构成的，适用于以电动机输出Pout超出设想的过大的输出进行动作的情况下的检测。此外，IPNmax及IPNmin是基于前述的式(18)及式(22)决定的，但为了确保裕量，也可以乘以小于或等于1的正实数而设为比通过式(18)及式(22)计算的值小的值。

[0235] 如以上说明所述，根据实施方式1所涉及的电动机控制装置，不会将系统复杂化，就能够对电源再生转换器的过负载进行检测，并且能够实现低成本且高可靠性的电源再生转换器，其中，该低成本且高可靠性是通过电流检测单元的削减和输入电流－直流电流变换单元的削减而进行省部件化来实现的。

[0236] 实施方式2.

[0237] 图15是表示电动机控制装置的框图，该电动机控制装置包含实施方式2所涉及的电源再生转换器。此外，在图15中，对与图1所示的实施方式1所涉及的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。在这里，以与实施方式2相关的部分为中心进行说明。在图15中，实施方式2所涉及的电源再生转换器构成为，在图1所示的结构中取代过负载检测部28而设置有过负载检测部28A。

[0238] 对过负载检测部28A进行说明。过负载检测部28A具有对稳态时过负载状态进行判定的功能，基于功率模块22的热循环寿命而构成该判定功能。

[0239] 图16是表示过负载检测部28A的结构例的框图。过负载检测部28A如图16所示，具有绝对值计算部32、滤波部33及比较器34而构成。

[0240] 在过负载检测部28A中，通过母线电流检测部25检测出的母线电流IPN被输入至绝对值计算部32。绝对值计算部32对母线电流绝对值|IPN|进行计算。计算出的母线电流绝对值|IPN|被输入至滤波部33。滤波部33对母线平均电流绝对值|IPNave|进行计算。计算出的母线平均电流绝对值|IPNave|被输入至比较器34的正端子。向比较器34的负端子输入有阈值平均电流绝对值|Irefave|，表示母线平均电流绝对值|IPNave|和阈值平均电流绝对值|Irefave|的大小关系的信号成为比较器34的输出信号，比较器34的输出信号成为过负载检测部28A的输出信号。

[0241] 滤波部33如前所述，具有根据母线电流绝对值|IPN|对母线平均电流绝对值|IPNave|进行计算的功能，但该功能能够通过移动平均滤波器或者IIR滤波器实现。

[0242] 接下来，对过负载检测部28A的动作进行说明。过负载检测部28A基于通过母线电流检测部25检测出的母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载进行检测。根据前述的结构，在母线平均电流绝对值|IPNave|大于或等于阈值平均电流绝对值|Irefave|的情况下，比较器34输出H，因此过负载检测部28A输出H。

[0243] 根据前述的式(3)可知，能够基于母线平均电流IPNave及电容器电压VDC对由电源再生转换器1供给至电动机驱动装置4的电力Pin进行计算。另外，根据式(3)，在不使由电源再生转换器1供给至电动机驱动装置4的电力Pin变化时，如果电容器电压VDC大，则能够减小母线平均电流IPNave。另一方面，在电源再生转换器1的动作的情况下，具有构成功率模块22的功率元件的通断动作次数少、导通时间长这样的特征。由此，就电源再生转换器1中的功率模块22所产生的损耗而言，导通损耗处于支配地位，对导通损耗的作用大的母线平均电流IPNave处于支配地位。因此，使用基于作为电容器电压VDC而设想的最低电压的情况进行计算的母线平均电流IPNave。

[0244] 接下来，对滤波部33进行说明。滤波部33如前所述，具有根据母线电流绝对值|IPN|对母线平均电流绝对值|IPNave|进行计算的功能，该功能能够由移动平均滤波器或者IIR滤波器构成。在这里，设想的是一阶延迟的IIR滤波器。如果将由IIR滤波器构成的滤波部33的传递函数设为G1(s)，则传递函数G1(s)能够通过将s设为拉普拉斯运算符，以时间常数ts1通过下面的算式进行表示。

[0245] G1(s)＝1/(ts1×s+1)…(23)

[0246] 另外，如果将电源再生转换器1的容许连续额定输出容量设为Pinave、将平滑电容器21的端子间最小电压设为VDCmin，则容许母线电流平均值Iavemax能够通过下面的算式进行表示。

[0247] Iavemax＝Pinave/VDCmin…(24)

[0248] 如前所述，关于电源再生转换器1的容许连续额定输出容量，必须满足功率模块22的壳体温度上升ΔTc小于或等于容许最大壳体温度上升ΔTcmax的电动机的稳态动作。

[0249] 接下来，对在电源再生转换器1中使用的功率模块22的壳体温度上升ΔTc的温度上升进行说明。如前所述，在使用了功率模块的电力变换装置中，以接合部温度Tj、壳体温度Tc的顺序上升，通过散热器的冷却性能决定接合部温度Tj及壳体温度Tc的饱和温度。如果散热器的冷却性能高，则热时间常数变长，壳体温度Tc难以上升，接合部温度Tj、壳体温度Tc的饱和温度均降低。

[0250] 另外，关于散热器的冷却性能，能够在电力变换装置的设计阶段及性能评价阶段进行掌握。另外，关于壳体－接合部间热阻R(j－c)，也能够在设计阶段进行掌握。因此，能够根据功率模块22所产生的损耗和散热器的冷却性能，对电动机长时间动作时的功率模块22的壳体温度上升ΔTc进行计算。

[0251] 图17示出功率元件所产生的损耗P和壳体温度上升ΔTc的关系。在图17中，在上层部示出阶跃地变化的所产生的损耗P的波形。在下层部示出功率元件所产生的损耗P阶跃地变化的情况下的壳体温度上升ΔTc。根据图17也可知，壳体温度上升ΔTc的变化特性接近于数阶的延迟滤波器(例如IIR滤波器)。

[0252] 根据示出了图17所示的功率元件所产生的损耗P和壳体温度上升ΔTc的关系的图，通过具有一阶延迟系统的传递特性的算式对将功率元件所产生的损耗P(s)设为输入、将壳体温度上升ΔTc(s)设为输出时的传递特性进行近似。将拉普拉斯运算符设为s、将作为正实数的换算常数设为α、将时间常数设为tc1，将壳体温度上升ΔTc通过下面的算式表示。

[0253] ΔTc(s)＝α/(1+s×tc1)×P(s)…(25)

[0254] 上述式(25)中的换算常数α是根据在功率元件所产生的损耗P恒定的情况下饱和的壳体温度上升值Tcm计算出的，能够通过下面的算式进行表示。

[0255] α＝Tcm/P…(26)

[0256] 如果将功率元件所产生的平均损耗设为Pave，则根据式(26)，壳体温度上升ΔTc能够通过下面的算式进行表示。

[0257] ΔTc＝α×Pave…(27)

[0258] 如前所述，在设计阶段及性能评价阶段中，如果使用式(25)所示的基于热时间常数及换算常数的传递特性，进一步对功率元件的Pave进行检测，则能够对壳体温度上升ΔTc进行计算。

[0259] 关于功率模块22的功率元件所产生的损耗P，观察式(15)及式(19)也可知，能够根据流过功率元件的电流进行计算。为了将功率模块22的功率元件即整流元件及再生用开关元件所产生的损耗通过时间t的函数进行表示，表述为PD(t)、PS(t)。

[0260] 如果将流过整流元件的电流设为ID(t)，则整流元件所产生的损耗PD(t)能够使用式(15)而通过下面的算式进行表示。

[0261] PD(t)＝VF×ID(t)…(28)

[0262] 同样地，如果将流过再生用开关元件的电流设为IS(t)，则再生用开关元件所产生的损耗PS(t)能够使用式(19)而通过下面的算式进行表示。

[0263] PS(t)＝Vce(sat)×IS(t)…(29)

[0264] 如果对式(28)及式(29)分别进行拉普拉斯变换，则能够通过下面的算式进行表示。

[0265] PD(s)＝VF×ID(s)…(30)

[0266] PS(s)＝Vce(sat)×IS(s)…(31)

[0267] 通过将式(30)输入至式(25)，从而能够导出下面所示的算式。

[0268] ΔTdc(s)＝α/(1+s×tc1)×VF×ID(s)…(32)

[0269] 如果使用上述式(32)，则能够对由在整流元件中产生的损耗引起的壳体温度上升ΔTdc进行计算。

[0270] 另外，通过将式(31)输入至式(25)，从而能够导出下面所示的算式。

[0271] ΔTsc(s)＝α/(1+s×tc1)×Vce(sat)×IS(s)…(33)

[0272] 如果使用上述式(33)，则能够对由在再生用开关元件中产生的损耗引起的壳体温度上升ΔTsc进行计算。

[0273] 另外，长时间动作时的功率模块的温度上升通常是根据平均产生损耗进行计算的，另外，平均产生损耗通常是使用流过各功率元件的电流的平均值，即平均电流进行计算的。如果将流过整流元件的平均电流设为IDave、将流过再生用开关元件的平均电流设为ISave，则与时间常数tc1相比充分地长的长时间动作中的壳体温度上升ΔTdc、ΔTsc分别能够通过下面的算式进行表示。

[0274] ΔTdc＝α×VF×IDave…(34)

[0275] ΔTsc＝α×Vce(sat)×ISave…(35)

[0276] 另外，根据式(32)～式(35)，能够导出下面的算式。

[0277] IDave(s)＝ID(s)/(1+s×tc1)…(36)

[0278] ISave(s)＝IS(s)/(1+s×tc1)…(37)

[0279] 式(36)及式(37)示出的是能够通过基于散热器的冷却性能计算出的时间常数tc1的一阶延迟滤波器，分别对流过整流元件的平均电流IDave(s)及流过再生用开关元件的平均电流ISave(s)进行计算。

[0280] 根据前述的式(32)及式(33)，能够根据流过整流元件的整流电流ID、流过再生用开关元件的再生电流IS，对由整流元件所产生的电力损耗引起的壳体温度上升ΔTdc、由再生用开关元件所产生的电力损耗引起的壳体温度上升ΔTsc进行计算。

[0281] 但是，在本实施方式中，仅对母线电流IPN进行了检测，因此无法直接使用式(32)～式(37)。因此，对母线电流IPN和壳体温度上升ΔTc的关系进行研究。

[0282] 根据图4及图6，各整流元件及各再生用开关元件的导通期间成为母线电流IPN的1/3。母线平均电流IPNave是通过式(3)计算出的，但各整流元件的平均电流IDave及各再生用开关元件的平均电流ISave分别能够通过下面的算式进行表示。

[0283] IDave＝1/3×IPNave

[0284] ＝1/3×Pout/(η×VDC)…(38)

[0285] ISave＝1/3×IPNave

[0286] ＝1/3×Pout/(η×VDC)…(39)

[0287] 根据式(38)及式(39)，整流元件的平均损耗PDave及再生用开关元件的平均损耗PSave分别能够通过下面的算式进行表示。

[0288] PDave＝1/3×IPNave×VF…(40)

[0289] PSave＝1/3×IPNave×Vce(sat)…(41)

[0290] 根据前述的式(27)，如果功率元件所产生的平均损耗Pave已知，则能够对壳体温度上升值ΔTc进行计算。

[0291] 首先，根据式(27)及式(40)，由整流元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTdc能够通过下面的算式进行推定。

[0292] ΔTdc＝α×PDave

[0293] ＝α×1/3×IPNave×VF…(42)

[0294] 另外，根据式(27)及式(41)，由再生用开关元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTsc能够通过下面的算式进行推定。

[0295] ΔTsc＝α×PSave

[0296] ＝α×1/3×IPNave×Vce(sat)…(43)

[0297] 在式(42)中包含有母线平均电流IPNave，能够使用式(42)对由整流元件引起的壳体温度上升值ΔTdc进行推定。另外，在式(43)中也包含有母线平均电流IPNave，能够使用式(43)对由再生用开关元件引起的壳体温度上升值ΔTsc进行推定。即，即使不对前述的输入电流进行检测，也能够检测出母线电流IPN，由此能够进行由整流元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTdc及由再生用开关元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTsc的推定。

[0298] 另外，使用基于散热器的冷却性能计算出的时间常数tc1的一阶延迟滤波器及母线电流IPN，母线平均电流IPNave通过下面的算式表示。

[0299] IPNave(s)＝IPN(s)/(1+s×tc1)…(44)

[0300] 根据式(42)及式(43)，由整流元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTdc能够通过下面的算式进行表示。

[0301] ΔTdc(s)＝α×1/3×IPNave(s)×VF…(45)

[0302] 另外，根据式(42)及式(44)，由再生用开关元件的损耗引起的壳体温度上升值ΔTsc能够通过下面的算式进行表示。

[0303] ΔTsc(s)＝α×1/3×IPNave(s)×Vce(sat)…(46)

[0304] 图18是表示电流流过整流元件时的壳体温度上升ΔTdc的波形图。在图18中，从上层部起，依次示出母线电流IPN、整流电流ID、壳体温度上升ΔTdc。另外，在图18的下层部，将壳体温度上升ΔTdc通过实线示出，将基于式(45)计算出的壳体温度上升推定值ΔTdce通过虚线示出。

[0305] 在图18的下层部，实际的壳体温度上升ΔTdc和壳体温度上升推定值ΔTdce的中心值大致一致。由此，通过检测出母线电流IPN，从而也能够高精度地对壳体温度上升ΔTdc进行计算。此外，在这里，图示出电流流过整流元件的情况，但在再生用开关元件的情况下也成为相同的结果。

[0306] 返回至图16，再次对过负载检测部28A的动作进行说明。滤波部33的传递函数如式(23)所示，通过时间常数ts1的一阶延迟滤波器进行表示，但该时间常数ts1使用基于在电源再生转换器1中使用的散热器的冷却性能计算出的值即可。另外，在图16中，输入至比较器34的负端子的阈值平均电流绝对值IrefaveI使用预先基于式(42)及式(43)计算出的值即可。

[0307] 在图16所示的过负载检测部28A中，通过绝对值计算部32对母线电流IPN的绝对值即母线电流绝对值|IPN|进行计算，基于|IPN|进行稳态时过负载检测。

[0308] 如前所述，电源再生转换器1在动力运行动作时电流流过整流元件D1～D6的任意者，在再生动作时电流流过再生用开关元件S1～S6的任意者。在动力运行动作时，作为母线电流IPN，流过的是从功率模块22的P端子经由平滑电容器21，朝向功率模块22的N端子的电流。与此相对，在再生动作时，作为母线电流IPN，流过的是从功率模块22的N端子经由平滑电容器21，朝向功率模块22的P端子的电流。如实施方式1、2所示，在将母线电流检测部25配置于功率模块22的P端子和平滑电容器21之间的情况下，在动力运行动作和再生动作中母线电流IPN的流动方向改变。

[0309] 在动力运行动作时整流元件D1～D6发热，在再生动作时再生用开关元件S1～S6发热，因此还考虑基于检测出的母线电流IPN，分别求出壳体温度上升ΔTdc、ΔTsc的方法。但是，通常来说，功率模块与再生用开关元件、整流元件密接而配置，在再生用开关元件和整流元件之间存在热干涉。例如，通过动力运行动作，不仅是整流元件，再生用开关元件的温度也上升，通过再生动作，不仅是再生用开关元件，整流元件的温度也上升。因此，在实施方式2中，过负载检测部28A在流动有母线电流IPN的情况下，无论电流流动的方向如何，都视作整流元件和再生用开关元件均发热、发生温度上升而使用母线电流绝对值|IPN|构成。

[0310] 通过使用母线电流绝对值|IPN|，从而能够对功率模块22的壳体温度上升ΔTc进行推定，并且对电动机5的连续动作进行监视。

[0311] 实施方式2通过对母线电流IPN进行监视，从而以功率模块22的壳体温度上升ΔTc落在容许壳体温度上升值以内的方式，对电动机5是否在动作进行判定，即对电源再生转换器1是否为稳态时过负载状态进行判定。

[0312] 如果是实施方式2，则与实施方式1同样地，仅为了母线电流检测而设置电流检测单元即可，因此与前述的现有技术相比，能够削减电流检测单元的个数，在成本方面具有优势。输入电流－直流电流变换单元也变得不再需要，能够将系统简易化。

[0313] 实施方式2是基于在电源再生转换器1中使用的功率模块22的热循环寿命而构成的，适用于电动机5的连续动作是超出设想的动作的情况下的检测。阈值平均电流绝对值IrefaveI是基于前述的式(42)及式(43)决定的，但为了确保裕量，也可以设为比通过式(42)及式(43)计算的值小的值。

[0314] 另外，也可以将由实施方式1示出的适用于瞬时过负载检测的过负载检测部28和由实施方式2示出的适用于稳态时过负载检测的过负载检测部28A组合，构成能够进行瞬时过负载检测及稳态时过负载检测这两者的过负载检测部。

[0315] 实施方式3.

[0316] 图19是表示实施方式3所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图19中对与图1(实施方式1)或者图15(实施方式2)所示的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。图19是与图1或者图15相同的结构，但省略PN母线电压检测部23、电源相位检测部24、基极驱动信号生成部26及再生控制部27的图示，另一方面，在电动机驱动装置4的内部追加了电动机控制部4A。

[0317] 电动机控制部4A具有向电动机5供给任意的交流电力，对电动机5进行可变速控制的功能。构成为，电源再生转换器1内的过负载检测部28的输出经由通信路径37而输入至电动机控制部4A。此外，在图19中，使用的是在实施方式1中说明的过负载检测部28、即具有对瞬时过负载状态进行判定的功能的过负载检测部28，但也可以置换为在实施方式2中说明的过负载检测部28A、即具有对稳态时过负载状态进行判定的功能的过负载检测部28A，还可以使用具有瞬时过负载状态的判定功能及稳态时过负载状态的判定功能这两者的过负载检测部而构成。

[0318] 母线电流检测部25对在功率模块22的P端子、平滑电容器21、功率模块22的N端子间流动的母线电流IPN进行检测，将检测出的母线电流IPN的检测值输入至过负载检测部28。过负载检测部28基于母线电流IPN对电源再生转换器1的过负载状态进行判定。在判定为电源再生转换器1是过负载状态，过负载检测部28输出H的情况下，电动机控制部4A对交流电力进行控制以使电动机5的输出降低。

[0319] 作为用于使电动机5的输出降低的方法，例示出下面的方法。

[0320] (i)控制为以与预先通过电动机动作指令确定出的扭矩指令相比受到了限制的扭矩指令使电动机5动作。

[0321] (ii)控制为以与预先通过电动机动作指令确定出的旋转指令相比受到了限制的旋转指令使电动机5动作。

[0322] (iii)控制为使电动机5自由运行(freely run)。具体地说，使对在电动机驱动装置4的内部设置的未图示的开关元件进行通断控制的通断动作停止，电动机5处于自由的状态。

[0323] 接下来，针对实施方式3所涉及的电动机控制装置的动作，参照图19及图20进行说明。图20是表示实施方式3所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。此外，在图20中，省略了标号的标记。

[0324] 母线电流检测部25如前所述，对母线电流IPN进行检测(步骤S101)。过负载检测部28基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定(步骤S102)。过负载检测部28通过通信路径37将判定结果通知给电动机驱动装置4内部的电动机控制部4A(步骤S103)。以上的步骤S101～S103的处理是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S101～S103的处理。

[0325] 电动机控制部4A接收过负载检测部28的判定结果(步骤S104)。电动机控制部4A基于接收到的判定结果，判定电源再生转换器1是否为过负载状态(步骤S105)。在接收到的判定结果是表示处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式3的例子中为“H”的信号)的情况下(步骤S105、Yes)，对来自电动机驱动装置4的电动机输出进行限制以限制电动机5的输出(步骤S106)，将对电动机输出进行限制后的交流电力向电动机5输出(步骤S107)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式3的例子中为“L”的信号)的情况下(步骤S105、No)，不进行步骤S106的处理而是跳转至步骤S107。即，在接收到的判定结果不是过负载状态的情况下，不限制电动机5的输出，将通常的控制动作中的交流电力向电动机5输出(步骤S107)。以上的步骤S104～S107的处理是电动机控制部4A的处理，电动机控制部4A重复执行步骤S104～S107的处理。

[0326] 根据实施方式3，即使在电动机5进行的是超过设想的动作，电源再生转换器1为过负载状态的情况下，电动机驱动装置4也会对交流电力进行控制以使电动机5的输出降低，因此能够消除电源再生转换器1的过负载状态，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0327] 实施方式4.

[0328] 图21是表示实施方式4所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图21中，是向图19所示的实施方式3的结构中，在上级控制装置100、电动机驱动装置400及电动机5的基础上追加了电动机500。上级控制装置100具有经由通信路径38a、38b向电动机驱动装置4、400输出电动机动作指令的功能，向电动机驱动装置4、400分别输出了电动机动作指令。电源再生转换器1内的过负载检测部28的输出经由通信路径37而输入至上级控制装置100。电动机驱动装置400具有直流电源端子19、20和电动机控制部400A，直流电源端子19、20与电动机驱动装置4的直流电源端子17、18连接，还与电源再生转换器1内的平滑电容器21连接。电动机控制部400A向电动机500供给任意的交流电力，进行可变速控制。此外，在图21中是适用于瞬时过负载检测的过负载检测部28，但也可以将过负载检测部28置换为适用于稳态时过负载检测的过负载检测部28A(实施方式2、图16)，还可以使用具有瞬时过负载检测及稳态时过负载检测这两者的功能的过负载检测部而构成。

[0329] 母线电流检测部25对在功率模块22的P端子、平滑电容器21、功率模块22的N端子间流动的母线电流IPN进行检测，将检测出的母线电流IPN的检测值输入至过负载检测部28。过负载检测部28基于母线电流IPN对电源再生转换器1的过负载状态进行判定。如果判定为电源再生转换器1是过负载状态，则将处于过负载状态这一主旨的信号H经由通信路径
37而通知给上级控制装置100。上级控制装置100针对电动机驱动装置4的电动机控制部4A及电动机驱动装置400的电动机控制部400A的至少1个，使用相对应的通信路径38a、38b这两者或者任一者，发出指示以生成对作为控制对象的电动机的输出进行限制后的电动机动作指令。电动机控制部4A及电动机控制部400A中的至少1个基于接收到的电动机动作指令，对交流电力进行控制以使电动机5或者电动机500的输出降低。

[0330] 下面，举出具体的例子进行说明。在这里，以具有主轴电动机和伺服电动机的工作机械为例，电动机5为主轴电动机，电动机500为伺服电动机。此外，上级控制装置100既可以设置于工作机械，也可以不设置于工作机械。

[0331] (i)上级控制装置100将使作为主轴电动机的电动机5的输出降低的电动机动作指令输出至电动机控制部4A。

[0332] (ii)为了不增加循环时间，上级控制装置100决定对与作为主轴电动机的电动机5相比，加减速时间短的作为伺服电动机的电动机500的输出进行限制。上级控制装置100维持作为主轴电动机的电动机5的输出，将对作为伺服电动机的电动机500的输出进行限制的电动机动作指令输出至电动机控制部4A及电动机控制部400A。

[0333] 接下来，针对实施方式4所涉及的电动机控制装置的动作，参照图21及图22进行说明。图22是表示实施方式4所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。此外，在图22中，省略了标号的标记。

[0334] 母线电流检测部25如前所述，对母线电流IPN进行检测(步骤S201)。过负载检测部28基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定(步骤S202)。过负载检测部28通过通信路径37将判定结果通知给上级控制装置100(步骤S203)。以上的步骤S201～S203的处理是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S201～S203的处理。

[0335] 上级控制装置100接收过负载检测部28的判定结果(步骤S204)。上级控制装置100基于接收到的判定结果，判定电源再生转换器1是否为过负载状态(步骤S205)。在接收到的判定结果是表示处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式4的例子中为“H”的信号)的情况下(步骤S205、Yes)，决定对电动机5及电动机500中的至少1个的输出进行限制(步骤S206)，针对驱动作为控制对象的电动机的电动机控制装置，输出对电动机输出进行限制后的电动机动作指令(步骤S207)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式4的例子中为“L”的信号)的情况下(步骤S205、No)，不进行步骤S206的处理而是跳转至步骤S207。即，在接收到的判定结果不是过负载状态的情况下，不进行针对电动机5及电动机500的输出限制，而是将通常的电动机动作指令输出(步骤S207)。以上的步骤S204～S207的处理是上级控制装置100的处理，上级控制装置100重复执行步骤S204～S207的处理。

[0336] 电动机驱动装置4的电动机控制部4A及电动机驱动装置400的电动机控制部400A接收来自上级控制装置100的电动机动作指令(步骤S208)，以将与接收到的电动机动作指令相对应的交流电力输出至电动机5及电动机500的方式进行动作(步骤S209)。以上的步骤S208、S209的处理是电动机控制部4A、400A的处理，电动机控制部4A、400A重复执行步骤S208、S209的处理。

[0337] 根据实施方式4，即使在电动机5及电动机500进行的是超出设想的动作，电源再生转换器1为过负载状态的情况下，上级控制装置100也将对电动机5及电动机500中的至少1个的输出进行限制的电动机动作指令输出至相应的电动机控制装置，该电动机控制装置对交流电力进行控制以使控制对象的电动机输出降低，因此能够消除电源再生转换器1的过负载状态，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。另外，在诸如工作机械这样的使用多个电动机的工业机械中，通过以防止循环时间变长的方式输出电动机动作指令，从而能够一边维持循环时间，一边消除电源再生转换器1的过负载状态。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0338] 实施方式5.

[0339] 图23是表示实施方式5所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图23中，与图21所示的实施方式4的结构相同或等同，但在电源再生转换器1的内部追加了转换器控制部1A，在转换器控制部1A的内部设置有过负载检测部28B。过负载检测部28B是如前述所示具有瞬时过负载检测及稳态时过负载检测这两者的功能的过负载检测部。另外，对上级控制装置100、电动机驱动装置400、电动机驱动装置4及电源再生转换器1的通信路径进行了菊花链连接。具体地说，电源再生转换器1的转换器控制部1A和电动机驱动装置4的电动机控制部4A之间通过通信路径37连接，电动机驱动装置4的电动机控制部4A和电动机驱动装置
400的电动机控制部400A之间通过通信路径39a连接，电动机驱动装置400的电动机控制部
400A和上级控制装置100之间通过通信路径39b连接。在如上所述构成的电动机控制装置中，例如，从上级控制装置100向电动机驱动装置4输出的电动机动作指令经由电动机驱动装置400的电动机控制部400A而输入至电动机驱动装置4的电动机控制部4A。

[0340] 在如前所述的工业机械中，瞬时过负载状态通常是多个电动机以大输出进行动作的情形。在这里，以由多个伺服电动机和主轴电动机构成的工作机械为例。考虑使主轴电动机为电动机5、伺服电动机为电动机500。就工作机械而言，存在多个伺服电动机和主轴电动机进行同时加速动作、同时减速动作的运转，如果伺服电动机、主轴电动机分别以最大输出进行动作，则在上述这样的同时加减速动作中各电动机的最大输出叠加在一起，由电源再生转换器供给的电力变大。

[0341] 另外，如果发生上述这样的同时加减速动作，则在功率模块22中短时间持续流过过大的电流。如果在功率模块22短时间持续流过过大的电流，则由于功率模块22的功率循环寿命而使功率模块22的寿命劣化急速地进行。

[0342] 另外，在工作机械中，与伺服电动机相比，通常主轴电动机的输出较大。因此，对于由电源再生转换器向各电动机驱动装置供给的电力，主轴电动机驱动装置所占的比例变大。在上述这样的同时加减速动作的情况下，通过在并未经由上级控制装置100的状况下使作为主轴电动机的电动机5的输出减少，从而能够使流过功率模块22的电流快速地减少。

[0343] 另一方面，对于稳态时过负载状态，与其说是在功率模块22流过过大的电流，不如说是运转循环严苛、功率模块22的壳体温度上升ΔTc严苛的情形。在如上所述的情形中，必须进行运转循环的修正，经由上级控制装置100进行针对作为主轴电动机的电动机5或者作为伺服电动机的电动机500或者它们两者的电动机动作指令的修正，由此适于实现长时间动作中的电动机平均输出的总和的减少。

[0344] 接下来，针对实施方式5所涉及的电动机控制装置的动作，参照图23及图24进行说明。图24是表示实施方式5所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0345] 母线电流检测部25如前所述对母线电流IPN进行检测(步骤S301)。过负载检测部28B基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态、是否为稳态时过负载状态或者是否没有异常进行判定(步骤S302)。过负载检测部28B通过通信路径37将判定结果通知给电动机控制部4A(步骤S303)。以上的步骤S301～S303的处理是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S301～S303的处理。

[0346] 电动机控制部4A接收过负载检测部28B的判定结果(步骤S304)。电动机控制部4A基于接收到的判定结果，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定(步骤S305)。在接收到的判定结果是表示处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S305、Yes)，对来自电动机驱动装置4的电动机输出进行限制以限制电动机5的输出(步骤S306)，将限制电动机输出后的交流电力向电动机5输出(步骤S307)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S305、No)，不进行步骤S306的处理而是跳转至步骤S307。即，在接收到的判定结果不是瞬时过负载状态的情况下，不限制电动机5的输出，而是将通常的控制动作中的交流电力向电动机5输出(步骤S307)。此外，电动机控制部4A将过负载检测部28B的判定结果通知给电动机控制部400A(步骤S308)。以上的步骤S304～S308的处理是电动机控制部4A的处理，电动机控制部4A重复执行步骤S304～S308的处理。

[0347] 电动机控制部400A通过通信路径39a从电动机控制部4A接收过负载检测部28B的判定结果(步骤S309)，将该判定结果通过通信路径39b通知给上级控制装置100(步骤S310)。以上的步骤S309、S310的处理是电动机控制部400A的处理，电动机控制部400A重复执行步骤S309、S310的处理。

[0348] 上级控制装置100从电动机控制部400A接收过负载检测部28B的判定结果(步骤S311)。上级控制装置100基于接收到的判定结果，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定(步骤S312)。在接收到的判定结果是表示处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S312、Yes)，决定对电动机500的输出进行限制(步骤S313)，向对电动机500进行控制的电动机控制部400A输出对电动机输出进行限制后的电动机动作指令(步骤S316)。另一方面，在接收到的判定结果是并非处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S312、No)，进一步判定电源再生转换器1是否为稳态时过负载状态(步骤S314)。在接收到的判定结果是表示处于稳态时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S314、Yes)，决定变更各轴的运转循环(步骤S315)，向对电动机500进行控制的电动机控制部400A输出以对电动机500的平均输出进行抑制的方式变更后的电动机动作指令(步骤S316)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于稳态时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S314、No)，不进行步骤S315的处理而是跳转至步骤S316。以上的步骤S311～S316的处理是上级控制装置100的处理，上级控制装置100重复执行步骤S311～S316的处理。

[0349] 如果对以上的控制进行概括，则如下所述。首先，在判定为瞬时过负载状态的情况下，在并未经由上级控制装置100的状况下，通过电动机控制部4A向电动机5输出交流电力，以对电动机输出进行限制。与该控制并行地，将处于瞬时过负载状态这一情况通知给电动机控制部400A及上级控制装置100。上级控制装置100基于判定结果，以对电动机500的电动机动作的输出进行限制的方式生成针对电动机500的电动机动作指令，输出至电动机驱动装置400。在电动机驱动装置4中，暂且先对电动机5的输出进行限制而避免瞬时过负载状态，然后，通过上级控制装置100重新实现电动机动作指令的修正。

[0350] 另一方面，在判定为稳态时过负载状态的情况下，电动机控制部4A继续进行基于从上级控制装置100输出的电动机动作指令的动作指令，与其并行地，向电动机控制部400A及上级控制装置100通知处于稳态时过负载状态这一情况。上级控制装置100基于判定结果，以对电动机500的电动机动作中的平均输出进行限制的方式生成电动机动作指令，输出至电动机驱动装置400。

[0351] 此外，在上述的说明中，说明了在判定为瞬时过负载状态的情况下进行针对电动机5的输出限制，在判定为稳态时过负载状态的情况下进行针对电动机500的输出限制，但也可以是在判定为瞬时过负载状态的情况下进行针对电动机5及电动机500这两者的输出限制。另外，也可以是在判定为稳态时过负载状态的情况下进行针对电动机5及电动机500这两者的输出限制。

[0352] 另外，通过过负载检测部28B，能够分别进行瞬时过负载状态的检测和稳态时过负载状态的检测，但关于过负载状态的通知方法，也可以分别设置过负载检测专用的通信线，还可以是通过串行通信等对过负载状态进行通知的方式。

[0353] 根据实施方式5，在电源再生转换器1为瞬时过负载状态的情况下，能够快速减少电动机输出。另外，在电源再生转换器1为稳态时过负载状态的情况下，能够通过从上级控制装置100输出至各电动机驱动装置的电动机动作指令的修正而改善严苛的运转循环，使功率模块22的壳体温度上升ΔTc减少。通过这些控制，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。另外，在诸如工作机械这样的使用多个电动机的工业机械中，通过以防止循环时间变长的方式输出电动机动作指令，由此能够一边维持循环时间，一边消除电源再生转换器1的过负载状态。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0354] 实施方式6.

[0355] 图25是表示实施方式6所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图25中，对与图1所示的实施方式1的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。在这里，以与实施方式6相关的部分为中心进行说明。在图25中，实施方式6所涉及的电源再生转换器构成为，在图1所示的结构中取代再生控制部27而设置有再生控制部27A。

[0356] 针对再生控制部27A进行说明。图26是表示再生控制部27A的结构例的框图。再生控制部27A如图26所示，具有再生开始判定部60、再生停止判定部61、逻辑或电路62及NPN晶体管63而构成。

[0357] 在再生控制部27A中，通过PN母线电压检测部23检测出的母线电压VPN被输入至再生开始判定部60，通过母线电流检测部25检测出的母线电流IPN被输入至再生停止判定部61。再生开始判定部60及再生停止判定部61各自的输出信号输入至逻辑或电路62，逻辑或电路62的再生接通信号Ron施加于NPN晶体管63的基极端子。向NPN晶体管63的集电极端子输入基极驱动信号生成部26的输出即基极驱动信号，NPN晶体管63的发射极端子输入至对功率模块22进行驱动的驱动电路(未图示)。

[0358] 接下来，针对再生开始判定部60及再生停止判定部61的结构及动作进行说明。

[0359] 首先，再生开始判定部60具有基于母线电压VPN对是否开始再生动作进行判定的功能。再生开始判定部60具有减法器64及比较器65而构成。向减法器64的正端子输入母线电压VPN，向减法器64的负端子输入基于输入电源3的电源电压的基准电压Vref。减法器64对母线电压VPN和基准电压Vref的差值即差电压ΔV进行计算。差电压ΔV输入至比较器65的正端子。向比较器65的负端子输入阈值电压Vo，表示差电压ΔV和阈值电压Vo的大小关系的信号成为比较器65的输出信号，比较器65的输出信号成为再生开始判定部60的输出信号。

[0360] 根据前述的结构，在差电压ΔV大于或等于阈值电压Vo的情况下，比较器65输出H，因此再生开始判定部60输出H。再生开始判定部60输出H是指，如果母线电压VPN比基准电压Vref大的量大于或等于阈值电压Vo，则开始再生动作。此外，在本结构的情况下，在再生动作开始后，立即成为差电压ΔV＜阈值电压Vo的关系。因此，使比较器65具有迟滞功能，或使比较器65的输出具有单触发电路，成为在再生动作开始后，在一段时间的期间，继续进行再生动作的结构。另外，关于基准电压Vref，存在根据输入电源3对输入电源电压进行检测而生成该基准电压Vref的方法、基于PN母线电压检测部23的输出信号即母线电压VPN而生成该基准电压Vref的方法等，上述方法均是公知的，省略这里的详细的说明。

[0361] 再生停止判定部61具有基于母线电流IPN对是否停止再生动作进行判定的功能。再生停止判定部61具有比较器66而构成。向比较器66的正端子输入阈值电流Iref，向比较器66的负端子输入母线电流IPN。表示阈值电流Iref和母线电流IPN的大小关系的信号成为比较器66的输出信号，比较器66的输出信号成为再生停止判定部61的输出信号。

[0362] 根据前述的结构，在母线电流IPN小于或等于阈值电流Iref的情况下，比较器66输出H，因此再生停止判定部61输出H。

[0363] 接下来，针对再生控制部27A的动作进行说明。如前所述，向逻辑或电路62输入再生开始判定部60及再生停止判定部61各自的输出信号。在任意信号为H的情况下，逻辑或电路62输出H。如果逻辑或电路62输出H，则NPN晶体管63接通，基极驱动信号被输入至功率模块22的驱动电路，功率模块22的各开关元件基于基极驱动信号而进行接通或者断开动作，进行再生动作。另一方面，如果逻辑或电路62输出L，则NPN晶体管63断开，向功率模块22的驱动电路供给的基极驱动信号被切断，功率模块22的各开关元件全部成为断开，停止再生动作。根据前述的结构，只要再生开始判定部60和再生停止判定部61任意者输出H，则逻辑或电路62输出H。即，如果再生开始判定部60及再生停止判定部61中的至少一方输出H，则继续再生动作，如果再生开始判定部60及再生停止判定部61这两者输出L，则再生动作停止。

[0364] 另外，母线电流IPN如前所述，在动力运行时沿正方向流过电流，在再生时沿负方向流过电流。如果电动机5的再生能量不断减少，则再生电流降低，即母线电流IPN也不断降低。而且，电容器电压VDC降低，不久后，成为输入电源3的电源电压＞电容器电压VDC，母线电流IPN开始沿正方向流动。因此，为了对再生能量的减少进行检测，在图26的结构中，将再生停止判定部61的阈值电流Iref设定为正值。

[0365] 图27是表示电动机5进行了减速动作时的举动的要部波形图。在图27中，横轴为时间，从上层侧起，示出电动机输出Pout、电容器电压VDC、母线电流IPN及再生接通信号Ron各自的波形。

[0366] 如果电动机5开始减速，则电容器电压VDC上升。如果由再生开始判定部60判定为VDC超过阈值，则再生开始判定部60输出H，再生接通信号Ron输出H。由此，从再生控制部27A向功率模块22的驱动电路输出基极驱动信号，使电源再生动作开始，作为母线电流IPN而流过负方向的再生电流。如果电动机输出Pout不断减少，即电动机5的再生能量不断减少，则再生电流降低，不久后，成为输入电源3的电源电压＞VDC，作为母线电流IPN开始流过正电流，即动力运行电流。如果作为母线电流IPN而流动的电流比Iref大，则再生停止判定部61输出L，即再生接通信号Ron成为L输出，使再生动作停止。

[0367] 根据实施方式6，对流过功率模块22和平滑电容器21之间的母线电流进行监视，基于母线电流的流动方向(正电流、负电流)对再生动作的停止进行判断，由此即使不对输入电流进行监视，也能够实现作为电源再生转换器1的动作。由此，能够削减电流检测单元的个数，并且使输入电流－直流电流变换单元也变得不再需要，能够以低成本、简易的结构实现再生控制。

[0368] 实施方式7.

[0369] 图28是表示实施方式7所涉及的电动机控制装置的框图。在图28中，对与图25所示的实施方式6的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。在这里，以与实施方式7相关的部分为中心进行说明。在图28中，实施方式7所涉及的电源再生转换器构成为，在图25所示的结构中，取代再生控制部27A而设置有再生控制部27B。

[0370] 在实施方式6中，是基于流过功率模块22和平滑电容器21之间的母线电流的流动方向而对再生动作的停止进行判断，但根据输入电源3的电源情况或者输入电源3的电源阻抗，预想到在电动机5的再生能量仍然大的状态下也使再生动作停止。

[0371] 图29～图34是用于对根据电源阻抗的变化所引起的再生动作时的举动进行说明的要部波形图。再生动作时的举动容易受到电源阻抗的电感的影响。因此，在将L设为电感成分的基本成分、将Lin设为电源阻抗的电感成分时，针对使电源阻抗的电感成分Lin的值变化时的举动进行研究。

[0372] 图29～图34中的图29是电源阻抗的电感成分Lin＝0.2×L时的波形图，从上层部起示出R－S线间电压VR－S、用于对再生用开关元件S1进行驱动的基极驱动信号即S相上桥臂基极驱动信号SRP、用于对再生用开关元件S2进行驱动的基极驱动信号即S相下桥臂基极驱动信号SRN及R相电流Ir。另外，图30是将图29所示的R相电流Ir放大后的波形图。图31～图34也是同样的，图31是电源阻抗的电感成分Lin＝1×L时的波形图，图32是图31所示的R相电流Ir的放大波形图。另外，图33是电源阻抗的电感成分Lin＝5×L时的波形图，图34是图33所示的R相电流Ir的放大波形图。

[0373] 由于在使电动机5减速时产生的再生电力，电容器电压VDC上升。通过再生控制部27A的动作使再生动作开始，向对各再生用开关元件进行驱动的驱动电路输入基极驱动信号。如果通过基极驱动信号SRP、SSN(SSN在图29、31、33中未图示)，再生用开关元件S1、S4接通，则流过负的R相电流Ir。如前所述，图29及图30是电源阻抗低(Lin＝0.2×L)的情况下的波形，由于是容易流过电流的状态，因此例如在基极驱动信号SRP输出H的期间，在流过再生电流后流过动力运行电流(参照图30的虚线圆部)。与此相对，在图31及图32、图33及图34中，在再生用开关元件S1、S4接通的期间，不流过动力运行电流。由此可知，在电源阻抗低的情况下，即使正在进行再生动作，仍流过动力运行电流。此外，在图29～图34中，仅示出R相电流Ir，但S相电流Is及T相电流It也成为同样的波形。

[0374] 在实施方式7中，为了以不对电源阻抗造成影响的状态，实现在电动机5的再生能量减少后能够可靠地使再生动作停止的再生控制，应用再生控制部27B。图35是表示再生控制部27B的结构例的框图。与图26所示的再生控制部27A的框图相比，将再生停止判定部61置换为再生停止判定部61B。

[0375] 再生停止判定部61B具有比较器66、滤波部67、比较器68及逻辑或电路69而构成。向比较器66的正端子输入阈值电流Iref，向比较器66的负端子输入母线电流IPN。母线电流IPN输入至滤波部67，对母线平均电流IPNave进行计算。向比较器68的正端子输入阈值电流Iaveref，向比较器68的负端子输入滤波部67的输出即母线平均电流IPNave。比较器66及比较器68各自的输出被输入至逻辑或电路69，逻辑或电路69的输出信号成为再生停止判定部
61B的输出信号。

[0376] 滤波部67由移动平均滤波器或者IIR低通滤波器等构成，将高频的脉动成分、噪声成分去除，进行母线电流IPN的平均化处理。

[0377] 在再生停止判定部61B中，基于母线电流IPN和母线平均电流IPNave对是否停止再生动作进行判定。根据再生停止判定部61B的结构，即使母线电流IPN大于阈值电流Iref，如果母线平均电流IPNave大于阈值电流Iaveref，则逻辑或电路69也输出H，因此成为不停止再生动作的机制。另外，即使母线平均电流IPNave超过阈值电流Iaveref，只要母线电流IPN不超过阈值电流Iref，逻辑或电路69就输出H，因此不停止再生动作。反之，仅在母线电流IPN超过阈值电流Iref、且母线平均电流IPNave超过阈值电流Iaveref的情况下停止再生动作。

[0378] 在实施方式7中，通过将母线平均电流IPNave加入至再生停止的判定条件，从而在图29及图30、后面记述的图39所示的情况，即，电源阻抗低，即使正在进行电动机减速，也容易流过动力运行电流的情况下，可以在电动机5的减速过程中继续进行再生动作，在电动机5的再生能量接近0后停止再生动作。

[0379] 图36～图38是表示由使用了在实施方式7中应用的再生控制部27B的情况下的电源阻抗的变化引起的再生动作时的举动的图。图36～图38中的图36是电源阻抗的电感成分Lin为0.2×L的情况下的要部的波形图，图37是电源阻抗的电感成分Lin为1×L的情况下的各部的波形图，图38是电源阻抗的电感成分Lin为5×L的情况下的各部的波形图。在所有附图中，均从上层侧起，示出电动机输出Pout、电容器电压VDC、母线电流IPN、母线平均电流IPNave及再生接通信号Ron各自的波形。

[0380] 另外，图39～图41是将由使用了在实施方式6中应用的再生控制部27A的情况下的电源阻抗的变化引起的再生动作时的举动作为对比例示出的图。所有附图均与图36～图38相同，电源阻抗的电感成分Lin以0.2×L、1×L及5×L的顺序示出。

[0381] 在使用了再生控制部27A的情况下，虽然在图40及图41所示的波形中观察不到，但在图39所示的波形中，由于电源阻抗低的影响，在再生动作的动作过程中，存在作为母线电流IPN而流过正电流的区间。如果该电流大于阈值电流Iref，则再生接通信号Ron成为L，再生动作停止。此时，电动机5继续减速，因此电容器电压VDC上升，再生接通信号Ron成为H，重新开始再生动作。即，可知在电动机5减速期间，重复再生动作的开启(ON)、截止(OFF)。

[0382] 与此相对，可知在使用了再生控制部27B的情况下，在图36所示的电源阻抗低的情况下，也与图37及图38所示的情况同样地，在电动机输出Pout接近0后再生接通信号Ron输出L，使再生动作停止。另外，可知电容器电压VDC不会抖动，继续进行稳定的再生动作。

[0383] 由此，在电源阻抗较大，难以受到电源阻抗的影响的情况下，通过采用在实施方式6中应用的再生控制部27A，从而能够能够实现低成本且电路规模小的电源再生转换器。另一方面，在电源阻抗较小，无法忽略电源阻抗的影响的情况下，通过采用在实施方式7中应用的再生控制部27B，从而能够实现可靠性高的电源再生转换器。

[0384] 如以上说明所述，根据实施方式7，不仅是母线电流IPN，还将母线平均电流IPNave使用于再生动作的停止判断，由此能够不受电源阻抗的影响，在电动机减速过程中继续再生动作，在再生能量大幅地减少后使再生动作可靠地停止。由此，能够削减电流检测单元的个数，并且输入电流－直流电流变换单元也不再需要，能够通过低成本、简易的结构实现再生控制。

[0385] 实施方式8.

[0386] 图42是表示实施方式8所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图42中，对与图1所示的实施方式1的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。在这里，以与实施方式8相关的部分为中心进行说明。在图42中，实施方式8所涉及的电源再生转换器构成为，在图1所示的结构中，取代过负载检测部28而设置有过负载检测部28C。另外，向过负载检测部
28C，在通过母线电流检测部25检测出的母线电流IPN的基础上，还输入有基极驱动信号生成部26的输出信号即基极驱动信号。

[0387] 在实施方式1中，在过负载检测部28中基于流过功率模块22和平滑电容器21之间的母线电流IPN是否落在预先确定的阈值电流值以内而对瞬时过负载进行检测。这是以构成功率模块22的各功率元件的壳体－接合部间热阻Rj－c恒定为前提的结构，等价于基于根据前述的式(13)(在整流元件的情况下根据式(18)进行计算，在再生用开关元件的情况下根据式(22)进行计算)求出的壳体－接合部间温度上升ΔTj－c进行的瞬时过负载检测。

[0388] 但是，如前所述，壳体－接合部间热阻Rj－c具有热阻值随着发生由功率元件产生的电力损耗的电力的供给时间而变化的特性即瞬态热阻特性，在电力损耗的施加时间为短时间的情况下，实际的各功率元件的壳体－接合部间温度上升ΔTj－c比式(13)小。

[0389] 图43是表示电流流过整流元件时的壳体－接合部间温度上升ΔTdj－c的波形图。图43从上层部起，依次示出整流电流ID、壳体－接合部间温度上升ΔTdj－c。另外，在图43的下层部，将壳体－接合部间温度上升ΔTdj－c通过实线示出，将基于式(18)计算出的壳体－接合部间温度上升计算值ΔTdj－ce通过虚线示出。

[0390] 在图43的下层部，相对于实际的壳体－接合部间温度上升ΔTdj－c，壳体－接合部间温度上升计算值ΔTdj－ce成为较大的值，如果使用式(18)，则可知会过度估计壳体－接合部间温度上升计算值ΔTdj－ce。此外，在这里，对电流流过整流元件的情况进行了图示，但在再生用开关元件的情况下也成为同样的结果。

[0391] 在实施方式1的结构的情况下，由于没有考虑壳体－接合部间热阻Rj－c的瞬态热特性，因此即使功率元件的壳体－接合部间温度上升ΔTj－c存在裕量，过负载检测部28也判定为过负载。在该情况下，以限制电动机输出的方式进行动作，在如前所述的工业机械中，存在循环时间变长这样的不利之处。

[0392] 因此，在过负载检测部28C中，是对考虑到构成功率模块22的各功率元件的壳体－接合部间的瞬态热特性后的瞬时过负载进行检测。关于过负载检测部28C的结构例、动作等的详细内容在后面记述。

[0393] 图44示出构成功率模块22的各功率元件所产生的损耗P和壳体－接合部间温度上升ΔTj－c的关系。在图44中，在上层部示出阶跃地变化的所产生的损耗P的波形。在下层部示出功率元件所产生的损耗P阶跃地变化的情况下的壳体－接合部间温度上升ΔTj－c。从图44也可知，壳体－接合部间温度上升ΔTj－c的变化特性接近于数阶的延迟滤波器(例如IIR滤波器)。

[0394] 因此，图44所示的功率元件所产生的损耗P和壳体－接合部间温度上升ΔTj－c的关系能够通过下面的算式进行表示。

[0395] ΔTj－c(s)＝G2(s)×P(s)

[0396] ＝β/(1+s×tj1)×P(s)…(49)

[0397] 在上述式(49)中，s是拉普拉斯运算符，G2(s)(＝β/(1+s×tj1))是对以功率元件所产生的损耗P(s)作为输入、以壳体－接合部间温度上升ΔTj－c(s)作为输出时的传递特性通过具有一阶延迟系统的传递函数的算式进行近似时的传递函数。另外，β是换算常数，tj1是时间常数。

[0398] 上述式(49)中的换算常数β是根据在功率元件所产生的损耗P恒定的情况下饱和的壳体－接合部间温度上升值ΔTj－cm而计算出的，因此能够通过下面的算式进行表示。

[0399] β＝ΔTj－cm/P…(50)

[0400] 通过上述式(50)计算出的换算常数β，能够从前述的式(13)进行如下表示。

[0401] β＝ΔTj－cm/P＝Rj－c×P/P＝Rj－c…(51)

[0402] 即，换算常数β等价于壳体－接合部间热阻Rj－c。如果将壳体－接合部间热阻Rj－c的瞬态热特性设为Rj－c(s)、将饱和时壳体－接合部间热阻设为Rj－cm，则壳体－接合部间热阻Rj－c的瞬态热特性Rj－c(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0403] Rj－c(s)＝Rj－cm/(1+s×tj1)…(52)

[0404] 根据式(49)、式(52)，考虑到瞬态热阻后的壳体－接合部间温度上升ΔTj－c(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0405] ΔTj－c(s)＝Rj－cm/(1+s×tj1)×P(s)…(53)

[0406] 在这里，前述的式(53)中的饱和时壳体－接合部间热阻Rj－cm及时间常数tj1在设计阶段时是已知的数值，因此如果输入了功率元件所产生的损耗，则能够对考虑到瞬态热阻后的壳体－接合部间温度ΔTj－c进行计算。各功率元件所产生的损耗能够根据前述的式(15)及式(19)进行计算，对流过各功率元件的电流进行检测即可。但是，在实施方式8中，通过母线电流检测部25对母线电流IPN进行监视，因此无法直接对流过各功率元件的电流进行检测。

[0407] 因此，研究根据母线电流IPN和各基极驱动信号对在各功率元件中流动的电流进行推定的方法。图45是表示电动机动力运行时的波形的时序图。在图45中，从上层侧起，示出电源电压的线间电压波形(VR－S、VS―T、VT－R、VS－R、VT－S、VR－T)、母线电流IPN、从基极驱动信号生成部26输出的基极驱动信号(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)、及流过整流元件D1～D6的整流电流(ID1、ID2、ID3、ID4、ID5、ID6)的随时间的变化。根据图45，在电动机动力运行时，成为下面的动作。

[0408] ＜R－S线间电压VR－S的电位最大的情况＞

[0409] 整流元件D1、D4导通而流过整流电流ID1、ID4。此时，基极驱动信号SRP、SSN输出H。

[0410] ＜S－T线间电压VS－T的电位最大的情况＞

[0411] 整流元件D3、D6导通而流过整流电流ID3、ID6。此时，基极驱动信号SSP、STN输出H。

[0412] ＜T－R线间电压VT－R的电位最大的情况＞

[0413] 整流元件D2、D5导通而流过整流电流ID2、ID5。此时，基极驱动信号STP、SRN输出H。

[0414] ＜S－R线间电压VS－R的电位最大的情况＞

[0415] 整流元件D2、D3导通而流过整流电流ID2、ID3。此时，基极驱动信号SSP、SRN输出H。

[0416] ＜T－S线间电压VT－S的电位最大的情况＞

[0417] 整流元件D4、D5导通而流过整流电流ID4、ID5。此时，基极驱动信号STP、SSN输出H。

[0418] ＜R－T线间电压VR－T的电位最大的情况＞

[0419] 整流元件D1、D6导通而流过整流电流ID1、ID6。此时，基极驱动信号SRP、STN输出H。

[0420] 从图45可知，在整流元件D1导通时，基极驱动信号SRP输出H。以下同样地，在整流元件D2导通时，基极驱动信号SRN输出H。在整流元件D3导通时，基极驱动信号SSP输出H。在整流元件D4导通时，基极驱动信号SSN输出H。在整流元件D5导通时，基极驱动信号STP输出H。在整流元件D6导通时，基极驱动信号STN输出H。

[0421] 另外，与图4同样地，作为流过功率模块22的P端子和平滑电容器21之间的母线电流IPN，流过的是将在整流元件D1、D3、D5(或者D2、D4、D6)中流动的电流合计得到的电流。

[0422] 在这里，就基极驱动信号的输出信号而言，作为L＝0、H＝1进行处理。例如，如果将基极驱动信号SRP和母线电流IPN相乘，则相乘结果等价于流过整流元件D1的电流。从图45也可知，在将其他基极驱动信号和母线电流IPN相乘的情况下当然也成为同样的结果。

[0423] 图46是表示在电动机再生时进行电源再生动作时的波形的时序图。在图46中，从上层侧起，示出电源电压的线间电压波形(VR－S、VS―T、VT－R、VS－R、VT－S、VR－T)、母线电流IPN、从基极驱动信号生成部26输出的基极驱动信号(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)、及流过再生用开关元件S1～S6的再生电流(IS1、IS2、IS3、IS4、IS5、IS6)的随时间的变化。根据图46，在电动机再生时，成为下面的动作。

[0424] ＜R－S线间电压VR－S的电位最大的情况＞

[0425] 再生用开关元件S1、S4导通而流过再生电流IS1、IS4。此时，基极驱动信号SRP、SSN输出H。

[0426] ＜S－T线间电压VS－T的电位最大的情况＞

[0427] 再生用开关元件S3、S6导通而流过再生电流IS3、IS6。此时，基极驱动信号SSP、STN输出H。

[0428] ＜T－R线间电压VT－R的电位最大的情况＞

[0429] 再生用开关元件S2、S5导通而流过再生电流IS2、IS5。此时，基极驱动信号STP、SRN输出H。

[0430] ＜S－R线间电压VS－R的电位最大的情况＞

[0431] 再生用开关元件S2、S3导通而流过再生电流IS2、IS3。此时，基极驱动信号SSP、SRN成为H。

[0432] ＜T－S线间电压VT－S的电位最大的情况＞

[0433] 再生用开关元件S4、S5导通而流过再生电流IS4、IS5。此时，基极驱动信号STP、SSN输出H。

[0434] ＜R－T线间电压VR－T的电位最大的情况＞

[0435] 再生用开关元件S1、S6导通而流过再生电流IS1、IS6。此时，基极驱动信号SRP、STN输出H。

[0436] 从图46可知，在再生用开关元件S1导通时，基极驱动信号SRP输出H。以下同样地，在再生用开关元件S2导通时，基极驱动信号SRN输出H。在再生用开关元件S3导通时，基极驱动信号SSP输出H。在再生用开关元件S4导通时，基极驱动信号SSN输出H。在再生用开关元件S5导通时，基极驱动信号STP输出H。在再生用开关元件S6导通时，基极驱动信号STN输出H。

[0437] 另外，与图6同样地，作为流过功率模块22的P端子和平滑电容器21之间的母线电流IPN，流过的是将在再生用开关元件S1、S3、S5(或者S2、S4、S6)中流动的电流合计得到的电流。

[0438] 在这里，就基极驱动信号的输出信号而言，作为L＝0、H＝1进行处理。例如，如果将基极驱动信号SRP和母线电流IPN相乘，则相乘结果等价于流过再生用开关元件S1的电流。从图46也可知，在将其他基极驱动信号和母线电流IPN相乘的情况下当然也成为同样的结果。

[0439] 由此，与电动机动力运行时、电动机再生时无关，能够根据母线电流IPN和6个基极驱动信号对流过各功率元件的电流进行计算。

[0440] 接下来，针对过负载检测部28C进行说明。过负载检测部28C基于母线电流检测部25的输出信号即母线电流IPN和基极驱动信号生成部26的输出信号即基极驱动信号，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行检测。图47示出过负载检测部28C的一个结构例。

[0441] 过负载检测部28C如图47所示，具有乘法部41、电流提取部42、滤波部43及判定部44而构成。乘法部41及电流提取部42作为电流推定部起作用。

[0442] 向乘法部41输入母线电流IPN和各基极驱动信号，乘法部41的输出信号输入至电流提取部42。电流提取部42的输出信号输入至滤波部43，滤波部43的输出信号输入至判定部44。在将判定部44的输出信号作为过负载检测部28C的输出信号进行处理，判定部44的输出信号为H的情况下，判定为过负载。

[0443] 乘法部41具有将母线电流IPN和各基极驱动信号相乘的功能。在这里，将各基极驱动信号通过以下所示的s区域的函数矩阵S(s)表示。

[0444] 【式1】

[0445]

[0446] 如果将作为s区域的函数表示出的母线电流IPN(s)和上述式(54)所示的基极驱动信号的函数矩阵S(s)之间的相乘结果设为I1(s)，则I1(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0447] 【式2】

[0448]

[0449] 在上述式(55)中，IRP1(s)、IRN1(s)、ISP1(s)、ISN1(s)、ITP1(s)、ITN1(s)是表示分别在R相P侧、R相N侧、S相P侧、S相N侧、T相P侧、T相N侧各自中的功率元件(整流元件及再生用开关元件)流过的电流的函数。这如前所述，等价于在将各基极驱动信号的输出设为L＝0、H＝1的情况下，如果将各基极驱动信号和母线电流IPN相乘，则能够对在以下部分的功率元件中流动的电流进行计算，即，配置有基极驱动信号进行通断动作的再生用开关元件的部分。即，乘法部41具有将母线电流IPN和各基极驱动信号相乘而对在以下部分的功率元件中流动的电流进行计算的功能，即，配置有基极驱动信号进行通断动作的再生用开关元件的部分，该乘法部41将由分别表示电流信号的6个函数构成的函数矩阵I1(s)输出。

[0450] 接下来，针对电流提取部42进行说明。电流提取部42具有根据前述的函数矩阵I1(s)对流过各相的整流元件的电流、及流过再生用开关元件的电流进行提取的功能。

[0451] 从图45及图46可知，在构成函数矩阵I1(s)的各电流信号中，沿正方向流动的电流是流过整流元件的整流电流，沿负方向流动的电流是流过再生用开关元件的再生电流。此外，在图42中，由箭头表示的R相电流Ir、S相电流Is及T相电流It的方向为正方向。由此，如果对沿正方向流动的电流进行提取，则提取出流过整流元件的整流电流，如果对沿负方向流动的电流进行提取，则提取出流过再生用开关元件的再生电流。

[0452] 在这里，如果将具有对流过整流元件的整流电流进行提取的功能的函数(下面，称为“整流电流提取函数”)通过SATD(s)表示，则在向整流电流提取函数SATD(s)的输入信号小于0的情况下，输出0，在输入信号大于或等于0的情况下，将输入信号直接输出。

[0453] 另外，如果将具有对流过再生用开关元件的再生电流进行提取的功能的函数(下面，称为“再生电流提取函数”)设为SATS(s)，则在向再生电流提取函数SATS(s)的输入信号大于0的情况下，输出0，在输入信号小于或等于0的情况下，将输入信号直接输出。

[0454] 如果使用如上所述定义出的整流电流提取函数SATD(s)和再生电流提取函数SATS(s)，则表示电流提取部42的功能的函数矩阵SAT(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0455] 【式3】

[0456]

[0457] 如上述式(56)所示，函数矩阵SAT(s)由12行6列的函数矩阵构成。如果将函数矩阵I1(s)与该函数矩阵SAT(s)相乘，则能够对分别流过各功率元件的电流进行计算。如果将表示流过各功率元件的电流的函数矩阵设为I2(s)，则函数矩阵I2(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0458] 【式4】

[0459]

[0460] 如上述式(57)所示，函数矩阵I2(s)成为12行1列的函数矩阵。在这里，ID1e(s)计算出流过R相P侧的整流元件的整流电流，IS1e(s)计算出流过R相P侧的再生用开关元件的再生电流。以下同样地，ID2e(s)计算出流过R相N侧的整流元件的整流电流，IS2e(s)计算出流过R相N侧的再生用开关元件的再生电流。ID3e(s)计算出流过S相P侧的整流元件的整流电流，IS3e(s)计算出流过S相P侧的再生用开关元件的再生电流。ID4e(s)计算出流过S相N侧的整流元件的整流电流，IS4e(s)计算出流过S相N侧的再生用开关元件的再生电流。ID5e(s)计算出流过T相P侧的整流元件的整流电流，IS5e(s)计算出流过T相P侧的再生用开关元件的再生电流。ID6e(s)计算出流过T相N侧的整流元件的整流电流，IS6e(s)计算出流过T相N侧的再生用开关元件的再生电流。

[0461] 接下来，针对滤波部43进行说明。滤波部43具有对整流电流进行滤波的功能和对再生电流进行滤波的功能。在这里，如果将整流电流计算值用的滤波函数(下面，称为“整流电流用滤波函数”设为FD(s)、将再生电流计算值用的滤波函数(下面，称为“再生电流用滤波函数”)设为FS(s)，则表示滤波部43的功能的函数矩阵F(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0462] 【式5】

[0463]

[0464] 如上述式(58)所示，函数矩阵F(s)由12行12列的函数矩阵构成。如果将前述的函数矩阵I2(s)与该函数矩阵F(s)相乘，则成为滤波部43的输出。如果将滤波部43的输出通过Te(s)表示，则Te(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0465] 【式6】

[0466]

[0467] 另外，如果将整流元件的饱和时壳体－接合部间热阻设为RDj－cm、将整流元件的正向电压设为VF、将时间常数设为tD1，则整流电流用滤波函数FD(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0468] FD(s)＝RDj－cm×VF/(1+tD1×s)…(60)

[0469] 如上述式(60)所示，整流电流用滤波函数FD(s)成为如下算式，即，将饱和时壳体－接合部间热阻RDj－cm和整流元件正向电压VF作为一阶延迟滤波器的增益项而与时间常数tD1的一阶延迟滤波器相乘。

[0470] 例如，如果将前述的12行1列的函数矩阵I2(s)的第1要素即ID1e(s)与整流电流用滤波函数FD(s)相乘，将相乘结果设为TD1e(s)，则TD1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0471] TD1e(s)＝RDj－cm×VF/(1+tD1×s)

[0472] ×ID1e(s)…(61)

[0473] 在这里，如果使用前述的式(15)，则R相P侧的整流元件D1所产生的损耗PD1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0474] PD1e(s)＝VF×ID1e(s)…(62)

[0475] 根据式(61)及式(62)，前述的TD1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0476] TD1e(s)＝RDj－cm/(1+tD1×s)×PD1e(s)…(63)

[0477] 将式(53)和式(63)进行比较，如果将式(63)中的时间常数tD1置换为式(53)中的壳体－接合部间的瞬态热时间常数tj1，则等价于是计算出由前述的式(53)示出的考虑到瞬态热阻后的壳体－接合部间温度上升。即，对于整流电流用滤波函数FD(s)，将流过整流元件的电流作为输入信号，输出信号成为对考虑到瞬态热阻后的整流元件的壳体－接合部间温度上升进行计算。此外，如果将位于式(61)的右边的ID1e(s)置换为流过其他整流元件的电流，则当然能够同样地对考虑到瞬态热阻后的其他整流元件的壳体－接合部间温度上升进行计算。

[0478] 由此，式(59)所示的TD1e(s)表示整流元件D1的壳体－接合部间推定温度上升，TD2e(s)表示整流元件D2的壳体－接合部间推定温度上升，TD3e(s)表示整流元件D3的壳体－接合部间推定温度上升，TD4e(s)表示整流元件D4的壳体－接合部间推定温度上升，TD5e(s)表示整流元件D5的壳体－接合部间推定温度上升，TD6e(s)表示整流元件D6的壳体－接合部间推定温度上升。

[0479] 接下来，针对再生电流用滤波函数FS(s)进行说明。如果将再生用开关元件S1的饱和时壳体－接合部间热阻设为RSj－cm、将再生用开关元件饱和电压设为Vce(sat)、将时间常数设为tS1，则再生电流用滤波函数FS(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0480] FS(s)＝RSj－cm×Vce(sat)/(1+tS1×s)…(64)

[0481] 如上述式(64)所示，再生电流用滤波函数FS(s)构成为，将饱和时壳体－接合部间热阻RSj－cm和再生用开关元件饱和电压Vce(sat)作为一阶延迟滤波器的增益项而与时间常数tS1的一阶延迟滤波器相乘。

[0482] 例如，如果将前述的12行1列的函数矩阵I2(s)的第2要素即IS1e(s)与再生电流用滤波函数FS(s)相乘，将相乘结果设为TS1e(s)，则TS1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0483] TS1e(s)＝RSj－cm×Vce(sat)/(1+tS1×s)

[0484] ×IS1e(s)…(65)

[0485] 在这里，如果使用前述的式(19)，则R相P侧的再生用开关元件S1所产生的损耗PS1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0486] PS1e(s)＝Vce(sat)×IS1e(s)…(66)

[0487] 根据式(65)及式(66)，前述的TS1e(s)能够通过下面的算式进行表示。

[0488] TS1e(s)＝RSj－cm/(1+tS1×s)×PS1e(s)…(67)

[0489] 将式(53)和式(67)进行比较，如果将式(67)中的时间常数tS1置换为式(53)中的壳体－接合部间的瞬态热时间常数tj1，则等价于是计算出由前述的式(53)示出的考虑到瞬态热阻后的壳体－接合部间温度上升。即，对于再生电流用滤波函数FS(s)，将流过再生用开关元件的电流作为输入信号，输出信号成为对考虑到瞬态热阻后的再生用开关元件的壳体－接合部间温度上升进行计算。此外，如果将位于式(67)的右边的IS1e(s)置换为流过其他再生用开关元件的电流，则当然能够同样地对考虑到瞬态热阻后的其他再生用开关元件的壳体－接合部间温度上升进行计算。

[0490] 由此，式(59)所示的TS1e(s)表示再生用开关元件S1的壳体－接合部间推定温度上升，TS2e(s)表示再生用开关元件S2的壳体－接合部间推定温度上升，TS3e(s)表示再生用开关元件S3的壳体－接合部间推定温度上升，TS4e(s)表示再生用开关元件S4的壳体－接合部间推定温度上升，TS5e(s)表示再生用开关元件S5的壳体－接合部间推定温度上升，TS6e(s)表示再生用开关元件S6的壳体－接合部间推定温度上升。

[0491] 另外，如以上说明所述，滤波部43具有下述功能，即，基于流过各功率元件的计算出的电流，对考虑到瞬态热阻后的各功率元件的壳体－接合部间温度上升进行推定。

[0492] 接下来，针对判定部44进行说明。判定部44具有下述功能，即，基于表示前述的滤波部43的输出即各功率元件的壳体－接合部间推定温度上升的函数矩阵Te(s)，进行与预先确定的阈值温度的比较，对各功率元件的壳体－接合部间温度是否为容许温度进行判定。

[0493] 图48示出判定部的一个结构例。判定部44如图48所示，由比较器44A、44B、44C、44D、44E、44F、44G、44H、44I、44J、44K、44L及逻辑或电路45构成。向比较器44A、44C、44E、
44G、44I、44K的负输入端子输入整流元件容许温度TDemax。向比较器44B、44D、44F、44H、
44J、44L的负输入端子输入再生用开关元件容许温度TSemax。向比较器44A、44C、44E、44G、
44I、44K的正输入端子分别输入前述的TD1e(s)、TD2e(s)、TD3e(s)、TD4e(s)、TD5e(s)、TD6e(s)，向比较器44B、44D、44F、44H、44J、44L的正输入端子分别输入前述的TS1e(s)、TS2e(s)、TS3e(s)、TS4e(s)、TS5e(s)、TS6e(s)。比较器44A、44B、44C、44D、44E、44F、44G、44H、44I、
44J、44K、44L的输出信号输入至逻辑或电路45，将逻辑或电路45的输出作为过负载检测部
28C的输出信号进行处理。

[0494] 在图48所示的结构中，在各功率元件的壳体－接合部间推定温度上升大于或等于预先确定的阈值温度即TDemax的情况下、或者大于或等于TSemax的情况下，各比较器输出H。向逻辑或电路45输入12个信号，但只要有1个输入的是H，则逻辑或电路45、即过负载检测部28C输出H。

[0495] 如以上所述，根据实施方式8所涉及的电动机控制装置，过负载检测部28C基于母线电流IPN和各基极驱动信号，基于考虑到瞬态热阻后的壳体－接合部间温度上升的推定结果，对瞬时过负载进行检测，因此在使工作机械、制造机械、机器人等工业机械动作时，能够减少不需要的电动机输出，能够对循环时间不必要地变长进行抑制。

[0496] 此外，在图42中省略了图示，但也可以与实施方式3同样地，将电源再生转换器1内的过负载检测部28C的输出向电动机控制部4A输出，另外，还可以与实施方式4同样地，将电源再生转换器1内的过负载检测部28C的输出向上级控制装置100输出。如果如上所述地构成，则能够基于过负载检测部28C的输出信号，由电动机控制部4A或者上级控制装置100进行使电动机5的输出降低的电力控制。

[0497] 实施方式9.

[0498] 图49是表示实施方式9所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图49中，对与图1所示的实施方式1的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。在这里，以与实施方式9相关的部分为中心进行说明。在图49中，实施方式9所涉及的电源再生转换器构成为，在图1所示的结构中，删除过负载检测部28，取而代之在电源再生转换器1的内部追加有作为发送单元的发送部36，在电动机驱动装置4的内部追加有过负载检测部4B。由此，成为向过负载检测部4B经由发送部36及通信路径37A而输入母线电流检测部25的输出信号的结构。

[0499] 过负载检测部4B基于母线电流检测部25的输出信号即母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载进行判定。过负载检测部4B的内部结构可以使用对瞬时过负载状态进行判定的结构、对稳态时过负载状态进行判定的结构、或者对瞬时过负载状态及稳态时过负载状态这两者进行判定的结构中的任意结构而实现。

[0500] 例如，采用与实施方式1示出的过负载检测部28(例如图14)相同的结构，与实施方式1同样地动作，由此能够在电动机驱动装置4的内部，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定。另外，例如，采用与实施方式2示出的过负载检测部28A(例如图16)相同的结构，与实施方式2同样地动作，由此能够在电动机驱动装置4的内部，对电源再生转换器1是否为稳态时过负载状态进行判定。另外，也可以使用具有瞬时过负载状态的判定功能及稳态时过负载状态的判定功能这两者的过负载检测部而构成。

[0501] 如果是实施方式9的结构，则仅为了母线电流检测而设置电流检测器即可，因此与现有技术相比，能够削减电流检测器的个数。另外，在对输入电流进行检测的情况下，需要进行至少2相的电流检测，向电动机驱动装置4输出2个检测结果，因此通信路径增加，但如果是仅进行母线电流检测，则能够对通信路径的增加进行抑制。

[0502] 实施方式10.

[0503] 图50是表示实施方式10所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图50中，对与图19所示的实施方式3的结构要素相同或等同的结构要素标注同一标号。图50是与图19相同的结构，但将在电源再生转换器1的内部设置的过负载检测部28删除，取而代之在电源再生转换器1的内部追加有作为发送单元的发送部36，在电动机驱动装置4的内部追加有过负载检测部4B。

[0504] 如前所述，电动机控制部4A具有向电动机5供给任意的交流电力，对电动机5进行可变速控制的功能。电源再生转换器1中的母线电流检测部25的输出经由通信路径37A而输入至过负载检测部4B。而且，构成为，过负载检测部4B的输出被输入至电动机控制部4A。此外，图50示出的过负载检测部4B如实施方式9说明所述，既可以设为对电源再生转换器1为瞬时过负载状态进行判定的结构、对电源再生转换器1为稳态时过负载状态进行判定的结构，也可以构成为具有瞬时过负载状态的判定功能及稳态时过负载状态的判定功能这两者的过负载检测部。

[0505] 母线电流检测部25对在功率模块22的P端子、平滑电容器21、功率模块22的N端子间流过的母线电流IPN进行检测，经由通信路径37A将检测出的母线电流IPN输入至电动机驱动装置4内的过负载检测部4B。过负载检测部4B基于母线电流IPN对电源再生转换器1的过负载状态进行判定。在判定为电源再生转换器1是过负载状态，过负载检测部4B输出H的情况下，电动机控制部4A对交流电力进行控制，以使电动机5的输出降低。作为对交流电力进行控制以使电动机5的输出降低的方法，例示出前述的实施方式3所示的方法。

[0506] 接下来，针对实施方式10所涉及的电动机控制装置的动作，参照图50及图51进行说明。图51是表示实施方式10所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。此外，在图51中，省略了标号的标记。

[0507] 在电源再生转换器1中，母线电流检测部25如前所述，对母线电流IPN进行检测(步骤S401)。母线电流检测部25通过通信路径37A将检测出的母线电流IPN的信息通知给电动机驱动装置4内部的过负载检测部4B(步骤S402)。以上的步骤S401～S402是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S401～S402的处理。

[0508] 过负载检测部4B接收母线电流检测部25的检测值即母线电流IPN的信息(步骤S403)。过负载检测部4B基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定(步骤S404)，将判定结果通知给电动机控制部4A(步骤S405)。电动机控制部4A接收过负载检测部4B的判定结果(步骤S406)。电动机控制部4A基于接收到的判定结果，对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定(步骤S407)。电动机控制部4A在从过负载检测部4B接收到的判定结果是表示处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式10的例子中，为“H”的信号)的情况下(步骤S407、Yes)，对来自电动机驱动装置4的电动机输出进行限制以限制电动机5的输出，将限制电动机输出后的交流电力向电动机5输出(步骤S408)。另一方面，在接收到的判定结果是表示并非处于过负载状态这一主旨的信号(在实施方式10的例子中为“L”的信号)的情况下(步骤S407、No)，不进行步骤S408的处理而是跳转至步骤S409。即，在接收到的判定结果不是过负载状态的情况下，将不对电动机5的输出进行限制的通常的控制动作中的交流电力向电动机5输出(步骤S409)。以上的步骤S403～S409的处理是电动机驱动装置4内部的过负载检测部4B及电动机控制部4A的处理，过负载检测部4B或者电动机控制部4A重复执行步骤S403～S409的处理。

[0509] 根据实施方式10，即使在电动机5进行超出设想的动作，电源再生转换器1为过负载状态的情况下，电动机驱动装置4也会对交流电力进行控制，以使电动机5的输出降低，因此能够消除电源再生转换器1的过负载状态，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0510] 实施方式11.

[0511] 图52是表示实施方式11所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图52中，是在图21示出的实施方式4的结构中，将在电源再生转换器1的内部设置的过负载检测部28删除，取而代之在电源再生转换器1的内部追加有作为发送单元的发送部36。母线电流检测部25的输出经由发送部36及通信路径37A而输入至上级控制装置100，在上级控制装置100中，成为对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定的结构。此外，通过上级控制装置100实施的过负载检测可以采用进行瞬时过负载状态的判定的结构、进行稳态时过负载状态的判定的结构、或者进行瞬时过负载状态及稳态时过负载状态这两者的判定的结构中的任意结构。

[0512] 母线电流检测部25的输出信号即母线电流IPN的信息经由通信路径37A而输入至上级控制装置100。上级控制装置100进行电源再生转换器1的过负载状态的判定。如果判定为电源再生转换器1是过负载状态，则上级控制装置100使用相对应的通信路径38a、38b这两者或者任一者，向电动机驱动装置4的电动机控制部4A及电动机驱动装置400的电动机控制部400A的至少1个输出对作为控制对象的电动机5或者电动机500的输出进行限制后的电动机动作指令。电动机控制部4A及电动机控制部400A中的至少1个基于接收到的电动机动作指令，对交流电力进行控制以使电动机5或者电动机500的输出降低。

[0513] 接下来，针对实施方式11所涉及的电动机控制装置的动作，参照图52及图53进行说明。图53是表示实施方式11所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。此外，在图53中，省略了标号的标记。

[0514] 在电源再生转换器1中，母线电流检测部25如前所述，对母线电流IPN进行检测(步骤S501)。母线电流检测部25通过通信路径37A将母线电流IPN通知给上级控制装置100(步骤S502)。以上的步骤S501～S502是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S501～S502的处理。

[0515] 上级控制装置100接收母线电流检测部25的输出信号即母线电流IPN(步骤S503)。上级控制装置100基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为过负载状态进行判定(步骤S504)。上级控制装置100在判定为电源再生转换器1是过负载状态的情况下(步骤S505、Yes)，决定对电动机5及电动机500中的至少1个的输出进行限制(S506)，针对驱动作为控制对象的电动机的电动机驱动装置，输出对电动机输出进行限制后的电动机动作指令(步骤S507)。此外，上级控制装置100在判定为电源再生转换器1不是过负载状态的情况下(步骤S505、No)，不进行步骤S506的处理而是跳转至步骤S507。即，上级控制装置100在判定为电源再生转换器1不是过负载状态的情况下，不进行针对电动机5及电动机500的输出限制，而是将通常的电动机动作指令输出(步骤S507)。以上的步骤S503～S507的处理是上级控制装置100的处理，上级控制装置100重复执行步骤S503～S507的处理。

[0516] 电动机驱动装置4的电动机控制部4A及电动机驱动装置400的电动机控制部400A接收来自上级控制装置100的电动机动作指令(步骤S508)，以将与接收到的电动机动作指令相对应的交流电力输出至电动机5及电动机500的方式进行动作(步骤S509)。以上的步骤S508、S509的处理是电动机控制部4A、400A的处理，电动机控制部4A、400A重复执行步骤S508、S509的处理。

[0517] 根据实施方式11，即使在电动机5及电动机500进行的是超出设想的动作，电源再生转换器1为过负载状态的情况下，上级控制装置100也会将对电动机5及电动机500中的至少1个的输出进行限制的电动机动作指令输出至相应的电动机驱动装置，该电动机驱动装置对交流电力进行控制以使控制对象的电动机输出降低，因此能够消除电源再生转换器1的过负载状态，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。另外，在诸如工作机械这样的使用多个电动机的工业机械中，通过以防止循环时间变长的方式输出电动机动作指令，由此能够一边维持循环时间，一边消除电源再生转换器1的过负载状态。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0518] 实施方式12.

[0519] 图54是表示实施方式12所涉及的电动机控制装置的结构的框图。在图54中，与图52所示的实施方式11的结构相同或等同，但在电源再生转换器1中追加有转换器控制部1A、在电动机驱动装置4中追加有过负载检测部4B。在实施方式12中，过负载检测部4B设为是具有瞬时过负载检测及稳态时过负载检测这两者的功能的过负载检测部。另外，对上级控制装置100、电动机驱动装置400、电动机驱动装置4及电源再生转换器1的通信路径进行了菊花链连接。如果具体说明，电源再生转换器1的转换器控制部1A和电动机驱动装置4的电动机控制部4A之间通过通信路径37连接，电动机驱动装置4的电动机控制部4A和电动机驱动装置400的电动机控制部400A之间通过通信路径39a连接，电动机驱动装置400的电动机控制部400A和上级控制装置100之间通过通信路径39b连接。在如上所述构成的电动机控制装置中，例如，从上级控制装置100向电动机驱动装置4输出的电动机动作指令，经由电动机驱动装置400的电动机控制部400A而被输入至电动机驱动装置4的电动机控制部4A。另外，母线电流检测部25的输出信号被输入至电源再生转换器1的转换器控制部1A，并且经由通信路径37A被输入至电动机驱动装置4的过负载检测部4B，过负载检测部4B的输出信号被输入至电动机控制部4A。

[0520] 接下来，针对实施方式12所涉及的电动机控制装置的动作，参照图54及图55进行说明。图55是表示实施方式12所涉及的电动机控制装置的动作的流程图。

[0521] 在电源再生转换器1中，母线电流检测部25如前所述，对母线电流IPN进行检测(步骤S601)。母线电流检测部25通过通信路径37A将母线电流IPN的信息通知给电动机驱动装置4内部的过负载检测部4B(步骤S602)。以上的步骤S601～S602是电源再生转换器1的处理，电源再生转换器1重复执行步骤S601～S602的处理。

[0522] 过负载检测部4B接收母线电流检测部25的检测值即母线电流IPN的信息(步骤S603)。过负载检测部4B基于母线电流IPN，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态、是否为稳态时过负载状态或者是否没有异常进行判定(步骤S604)，将判定结果通知给电动机控制部4A(步骤S605)。以上的步骤S603～S605是电动机驱动装置4中的过负载检测部4B的处理，过负载检测部4B重复执行步骤S603～S605的处理。

[0523] 电动机控制部4A接收过负载检测部4B的判定结果(步骤S606)。电动机控制部4A基于接收到的判定结果，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定(步骤S607)。在接收到的判定结果是表示处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S607、Yes)，对来自电动机驱动装置4的电动机输出进行限制以限制电动机5的输出(步骤S608)，将限制电动机输出后的交流电力向电动机5输出(步骤S609)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S607、No)，不进行步骤S608的处理而是向步骤S609跳转。即，在接收到的判定结果不是瞬时过负载状态的情况下，不限制电动机5的输出，将通常的控制动作中的交流电力向电动机5输出(步骤S609)。此外，电动机控制部4A将过负载检测部4B的判定结果通知给电动机控制部400A(步骤S610)。以上的步骤S606～S610是电动机驱动装置4中的电动机控制部4A的处理，电动机控制部4A重复执行步骤S606～S610的处理。

[0524] 电动机控制部400A通过通信路径39a而从电动机控制部4A接收过负载检测部4B的判定结果(步骤S611)，将该判定结果通过通信路径39b通知给上级控制装置100(步骤S612)。以上的步骤S611、S612的处理是电动机控制部400A的处理，电动机控制部400A重复执行步骤S611、S612的处理。

[0525] 上级控制装置100从电动机控制部400A接收过负载检测部4B的判定结果(步骤S613)。上级控制装置100基于接收到的判定结果，对电源再生转换器1是否为瞬时过负载状态进行判定(步骤S614)。在接收到的判定结果是表示处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S614、Yes)，决定对电动机500的输出进行限制(步骤S615)，向对电动机500进行控制的电动机控制部400A输出对电动机输出进行限制后的电动机动作指令(步骤S618)。另一方面，在接收到的判定结果是表示并非处于瞬时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S614、No)，进一步对电源再生转换器1是否为稳态时过负载状态进行判定(步骤S616)。在接收到的判定结果是表示处于稳态时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S616、Yes)，决定变更各轴的运转循环(步骤S617)，向对电动机500进行控制的电动机控制部400A，输出以对电动机500的平均输出进行抑制的方式变更后的电动机动作指令(步骤S618)。此外，在接收到的判定结果是表示并非处于稳态时过负载状态这一主旨的信号的情况下(步骤S616、No)，不进行步骤S617的处理而是跳转至步骤S618。以上的步骤S613～S618的处理是上级控制装置100的处理，上级控制装置100重复执行步骤S613～S618的处理。

[0526] 如果对以上的控制进行概括，则如下所述。首先，在判定为瞬时过负载状态的情况下，在并未经由上级控制装置100的状况下，通过电动机控制部4A向电动机5输出交流电力，以对电动机输出进行限制。与该控制并行地，将处于瞬时过负载状态这一情况通知给电动机控制部400A及上级控制装置100。上级控制装置100基于判定结果，以对电动机500的电动机动作的输出进行限制的方式生成针对电动机500的电动机动作指令，输出至电动机驱动装置400内的电动机控制部400A。在电动机驱动装置4中，暂且先对电动机5的输出进行限制而避免瞬时过负载状态，然后，通过上级控制装置100重新实现电动机动作指令的修正。

[0527] 另一方面，在判定为稳态时过负载状态的情况下，电动机控制部4A继续维持基于从上级控制装置100输出的电动机动作指令的动作指令，与其并行地，向电动机控制部400A及上级控制装置100通知处于稳态时过负载状态这一情况。上级控制装置100基于判定结果，以对电动机500的电动机动作中的平均输出进行限制的方式生成电动机动作指令，输出至电动机驱动装置400内的电动机控制部400A。

[0528] 此外，在上述的说明中，说明了在判定为瞬时过负载状态的情况下进行针对电动机5的输出限制，在判定为稳态时过负载状态的情况下进行针对电动机500的输出限制，但也可以是在判定为瞬时过负载状态的情况下进行针对电动机5及电动机500这两者的输出限制。另外，也可以是在判定为稳态时过负载状态的情况下进行针对电动机5及电动机500这两者的输出限制。

[0529] 另外，通过过负载检测部4B，能够分别进行瞬时过负载状态的检测和稳态时过负载状态的检测，但关于过负载状态的通知方法，也可以分别设置过负载检测专用的通信线，还可以是通过串行通信等对过负载状态进行通知的方式。

[0530] 根据实施方式12，在电源再生转换器1为瞬时过负载状态的情况下，能够快速减少电动机输出。另外，在电源再生转换器1为稳态时过负载状态的情况下，能够通过从上级控制装置100输出至各电动机驱动装置的电动机动作指令的修正而改善严苛的运转循环，使功率模块22的壳体温度上升ΔTc减少。通过这些控制，能够消除电源再生转换器1的寿命劣化、损坏这样的不良影响而不使系统停止。另外，在诸如工作机械这样的使用多个电动机的工业机械中，通过以防止循环时间变长的方式输出电动机动作指令，由此能够一边维持循环时间，一边消除电源再生转换器1的过负载状态。因此，能够选定容量小的电源再生转换器，能够有助于工业机械的低成本化。

[0531] 此外，以上的实施方式1～12所示的结构是本发明的结构的一个例子，也能够与其他公知技术进行组合，在不脱离本发明的主旨的范围也当然能够是进行将一部分省略等的变更而构成的。

[0532] 标号的说明

[0533] 1电源再生转换器，1A转换器控制部，2电抗器，3输入电源，4、400电动机驱动装置，4A、400A电动机控制部，5、500电动机，11、12、13交流电源端子，17、18、19、20直流电源端子，
21平滑电容器，22功率模块，23PN母线电压检测部，24电源相位检测部，25母线电流检测部，
26基极驱动信号生成部，27、27A、27B再生控制部，4B、28、28A、28B、28C过负载检测部，29、
30、34、65、66、68比较器，31、62、69逻辑或电路，32绝对值计算部，33、43、67滤波部，37、37A、
38a、38b、39a、39b通信路径，41乘法部，42电流提取部，44判定部，44A、44B、44C、44D、44E、
44F、44G、44H、44I、44J、44K、44L比较器，45逻辑或电路，60再生开始判定部，61、61B再生停止判定部，63NPN晶体管，64减法器，70P P母线，70N N母线，80P、80N电连接点，100上级控制装置，200散热器，201功率元件，202电力用绝缘基板，203导线，204金属基座板，205功率元件电力损耗源，206壳体－接合部间热阻Rj－c、207散热器－壳体间热阻Rc－h，208散热器－周围温度间热阻Rh－a、D1～D6整流元件，S1～S6再生用开关元件，P功率模块22的P端子(直流电源端子)，N功率模块22的N端子(直流电源端子)。