一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法

摘要

本发明公开一种多相电机电流均衡控制方法。步骤包括：将多相电机拆解为n个m相系统；对m相电流进行正1序全维度Clarke变换，得到分量；对m相电流进行变换，得到在α1‑β1平面上的电流分量；对正1序电流的α1‑β1平面分量进行正向、反向旋转变换，进行PI控制；对正1序电流α3‑β3、α5‑β5、…α(m‑2)‑β(m‑2)平面上的电流，分别进行3倍速、5倍速…(m‑2)倍速变换，进行PI控制；对正2序、正3序、…正(m‑1)/2序电流的α1‑β1平面分量分别进行变换，进行PI控制；对正1序、正2序、正3序、…正(m‑1)/2序电流分量PI控制器输出进行变换，得到正1序、正2序、正3序、…正(m‑1)/2指令值；对各序电压指令值叠加；对另外n‑1个对称m相系统进行相同操作，得到多相电机各相指令值。

权利要求

1.一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法，其特征

在于，该方法的步骤包括：

将多相电机拆解为n个对称m相系统，其中n、m均为正整数，且n≥1，m为奇数，所述对称m相系统为进行电流均衡控制的最小单元；

对所述m相系统的m相电流进行正1序全维度Clarke变换，得到正1序电流在α1-β1、α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)共计(m-1)/2对平面上的电流分量以及0序电流；

对所述m相电流进行正2序、正3序、…正(m-1)/2序基波维度Clarke变换，得到所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序的序电流在所述α1-β1平面上的电流分量；

对所述正1序电流在所述α1-β1平面上的电流分量分别进行正向、反向同步速旋转变换，然后进行PI控制，其中，所述PI控制时正向分量的指令值为矢量控制下d、q电流指令值，并且反向分量的所述指令值为零；

对所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流在所述α1-β1平面上的电流分量分别进行所述正向、反向同步速旋转变换，然后进行所述PI控制，并且所述正向、反向分量的所述指令值均为零；

对所述正1序电流在所述α1-β1平面以及所述α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的电流分量的PI控制器输出进行相应的逆向旋转变换，进而进行全维度Clarke逆变换，得到自然坐标系下正1序的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量；

对所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流在所述α1-β1平面以及所述α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的电流分量的所述PI控制器输出进行所述相应的逆向旋转变换，进而进行基波维度Clarke逆变换，得到所述自然坐标系下正2序、正3序、…正(m-1)/2序的所述电压指令值中所述与各个相对应的电压指令值分量；

在所述自然坐标系下，对所述正1序的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量和所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序的所述电压指令值中所述与各个相对应的电压指令值分量进行叠加，得到所述m相电机中每一相的所述电压指令值；以及重复上述步骤，得到其他n-1个所述m相电机的所述电压指令值，最终得到所述多相电机的每个相的所述电压指令值，其中，全维度的Clarke变换如式(1)所示：

其中，Tm*m表示Clarke变换矩阵。

2.如权利要求1所述的多相电机电流均衡控制方法，其特征在于，在所述拆解步骤中，是通过n个对称m相系统进行拆解的。

3.如权利要求1所述的多相电机电流均衡控制方法，其特征在于，在对所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序的所述基波维度Clarke变换中，所述基波维度Clarke变换如下式(2)所示：其中，k为所述正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流的序号，即k∈2,3,…(m-1)/2。

4.如权利要求1所述的多相电机电流均衡控制方法，其特征在于，对正1序电流进行的全维度Clarke逆变换为式(1)的转置矩阵。

5.如权利要求3所述的多相电机电流均衡控制方法，其特征在于，对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流进行的两维度Clarke逆变换为式(2)的转置矩阵。

说明书

一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及多相电机电流均衡控制方法。更具体地，涉及一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法。

背景技术

[0002] 多相电机具有比三相电机更多的相数，可以实现低压大功率的驱动，转矩脉动的频率高而幅值小，可靠性高，控制的灵活度高。由于这些显著优点，多相电机在电动汽车传动系统、飞机发电系统、舰船电力推进系统等应用场合得到了广泛的应用。

[0003] 在多相电机的矢量控制中，由于电机或逆变器的相间参数并不完全一致，会出现相间电流的幅值不相等的现象，这将导致电机的额定功率和运行效率降低、转矩脉动和振
动噪声增大。因此，针对如何充分利用多相电机的控制自由度来消除相电流之间的不均衡，学者们进行了大量的研究。对于五相感应电机，M.Jones等人提出在对相电流进行Clarke变换后的α-β和x-y两个谐波平面上，均采用同步旋转的PI控制器，可以在一定程度上实现相电流均衡。但是，进一步的研究表明，如果电流不均衡的原因是α-β或x-y平面出现了负序电流，由于PI控制器的带宽有限，这种方法就无法消除相电流间的不均衡。对于双三相电机
(非对称六相电机)，J.Karttunen等人通过对相电流进行Clarke变换，在x-y平面上加入同
步旋转的PI控制器，有效解决了两套三相绕组之间相电流的不均衡问题。但是，依然无法解决同一套三相绕组内相间电流的幅值不均衡。可见，目前的多相电机电流均衡控制方法，都是针对特定相数电机、特定电流不均衡工况，尚缺乏对任意相数多相电机和任意电流不均
衡工况都适用的、有统一理论支持的电流均衡控制方法。

[0004] 因此，需要提出一种能够推广到任意相数的多相电机、涵盖到各种类型的电流幅值均衡工况的控制方法。

发明内容

[0005] 本发明的目的在于提供一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法。

[0006] 为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

[0007] 一种基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法，其特征在于，该方法的步骤包括：将多相电机拆解为n个对称m相系统，其中n、m均为正整数，且n≥1，m为奇数，对称m相系统为进行电流均衡控制的最小单元；

[0008] 对m相系统的m相电流进行正1序全维度Clarke变换，得到正1序电流在α1-β1、α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)共计(m-1)/2对平面上的电流分量以及0序电流；

[0009] 对m相电流进行正2序、正3序、…正(m-1)/2序基波维度Clarke变换，得到正2序、正3序、…正(m-1)/2的序电流在α1-β1平面上的电流分量；

[0010] 对正1序电流在α1-β1平面上的电流分量分别进行正向、反向同步速旋转变换，然后进行PI控制，其中，PI控制时正向分量的指令值为矢量控制下d、q电流指令值，并且反向分量的指令值为零；

[0011] 对正1序电流在α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的电流分量分别进行3倍速、5倍速、…m-2倍速正向旋转变换，然后进行PI控制，并且指令值为零；

[0012] 对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流在α1-β1平面上的电流分量分别进行正向、反向同步速旋转变换，然后进行PI控制，并且正向、反向分量的指令值均为零；

[0013] 对正1序电流在α1-β1平面以及α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的电流分量的PI控制器输出进行相应的逆向旋转变换，进而进行全维度Clarke逆变换，得到自然坐标系下正1序的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量；

[0014] 对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流在α1-β1平面以及α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的电流分量的PI控制器输出进行相应的逆向旋转变换，进而进行基波维度Clarke逆变换，得到自然坐标系下正2序、正3序、…正(m-1)/2序的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量；

[0015] 在自然坐标系下，对正1序的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量和正2序、正3序、…正(m-1)/2的电压指令值中与各个相对应的电压指令值分量进行叠加，得到m相电机中每一相的电压指令值；以及

[0016] 重复上述步骤，得到其他n-1个m相电机的电压指令值，最终得到多相电机的每个相的电压指令值。

[0017] 优选地，在拆解步骤中，是通过n个对称m相系统进行拆解的。

[0018] 优选地，全维度的Clarke变换如下式(1)所示：

[0019]

[0020] 其中，Tm*m表示Clarke变换矩阵。

[0021] 优选地，在对正2序、正3序、…正(m-1)/2序的基波维度Clarke变换中，基波维度Clarke变换如下式(2)所示：

[0022]

[0023] 其中，k为正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流的序号，即k∈2,3,…(m-1)/2。

[0024] 优选地，对正1序电流进行的全维度Clarke逆变换为式(1)的转置矩阵。

[0025] 优选地，对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流进行的两维度Clarke逆变换为式(2)的转置矩阵。

[0026] 本发明的有益效果如下：

[0027] 本发明所述技术方案提供了一种能够推广到任意相数的多相电机、涵盖到各种类型的电流幅值不均衡工况的多相电机电流均衡控制算法，有效地实现了各种多相电机电流
幅值不均衡的消除。

附图说明

[0028] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明：

[0029] 图1为根据本公开的、m相系统的电流均衡矢量控制原理图；

[0030] 图2a和图2b为五相电机上的实验结果，其中图2a示出了使用传统矢量控制方法得到的实验结果，图2b示出了使用本公开的电流均衡矢量控制得到的实验结果；以及

[0031] 图3a和图3b为九相电机上的实验结果，其中图3a示出了使用传统矢量控制方法得到的实验结果，图3b示出了使用本公开的电流均衡矢量控制方法得到的实验结果。

具体实施方式

[0032] 为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。

[0033] 图1为根据本公开的、m相系统的多相电机电流均衡矢量控制原理图。

[0034] 在本公开的基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制方法中，包括以下步骤，将结合图1详细描述。

[0035] 在步骤1中，将多相电机拆解为n个对称m相系统，其中n≥1且m为奇数，以m为最小单元进行电流均衡控制。

[0036] 在步骤2中，对m相电流进行正1序全维度Clarke变换，即图1中所示的[T1]，得到正1序电流在α1-β1、α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)共计(m-1)/2对平面上的电流分量iα1iβ1(+1)、iα
3iβ3(+1)、…iα(m-2)iβ(m-2)(+1)以及0序电流i0。其中+1表示Clarke变换的序号，[T1]所示的具体变换过程如下式(1)所示：

[0037]

[0038] 由式(1)可知，全维Clarke变换为m行m列矩阵， 为Clarke变换系数。

[0039] 在步骤(3)中，对m相电流进行正2序、正3序、…正(m-1)/2序基波维度Clarke变换，即图1中所示的[T2]α1β1、[T3]α1β1、…[T(m-1)/2]α1β1，得到各个序电流在α1-β1平面上的电流分量iα1iβ1(+2)、iα1iβ1(+3)、…iα1iβ1(+(m-1)/2)，其中，+2、+3、…+(m-1)/2表示Clarke变换的序号，[T2]α1β1、[T3]α1β1、…[T(m-1)/2]α1β1所示的具体变换过程如下式(2)所示：

[0040]

[0041] 其中，k为序电流所在平面的序号，即k∈2,3,…(m-1)/2， 为Clarke变换系数。

[0042] 由式(2)可知，基波维度Clarke变换为2行m列矩阵，即，两维度的Clarke变换，此变换用于反映序电流的基波。

[0043] 在步骤(4)中，对正1序电流在α1-β1平面上的分量分别进行正向、反向同步速旋转变换 和 将电流分量分别转换成旋转坐标下的正向电流id1,iq1(+1)和反向电流id1,iq1(-1)，令正向分量的指令值为矢量控制下d、q电流指令值，反向分量的指令值为零，然后进行PI控制。

[0044] 在步骤(5)中，对正1序电流在α3-β3、α5-β5、…α(m-2)-β(m-2)平面上的分量分别进行3倍速、5倍速、…m-2倍速的正向旋转变换 将电流分量分别转换成旋转坐标下的正向电流id3,iq3(+1)、id5,iq5(+1)、…id(m-2),iq(m-2)(+1)，令指令值为零进行PI控制。

[0045] 在步骤(6)中，对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流在α1-β1平面上的分量分别进行正向、反向同步速旋转变换 和 将电流分量分别转换成旋转坐标下的正向电流id1,iq1(+2)和反向电流id1,iq1(-2)、正向电流id1,iq1(+3)和反向电流id1,iq1(-3)、…正向电流id1,iq1(+(m-1)/2)和反向电流id1,iq1(-(m-1)/2)(其中，+2、+3、…+(m-1)/2表示坐标变换的正向序号，-
2、-3、…-(m-1)/2表示坐标变换的反向序号)，令正向、反向分量的指令值均为零，进行PI控制。

[0046] 在步骤(7)中，对正1序电流的各电流分量的PI控制器输出进行相应的逆向旋转变换 和 进而进行全维度Clarke逆变换，该全维度Clarke的逆变换为步骤(2)中式
(1)的转置矩阵，从而得到自然坐标系下的正1序电压指令值中对应各个相的电压指令值分
量 其中，1、2、3、…m为m相电机中相的序
号，+1表示电压指示值分量的序号。

[0047] 在步骤(8)中，对正2序、正3序、…正(m-1)/2序电流的各电流分量的PI控制器输出进行相应的逆向旋转变换 和 进而进行两维度Clarke逆变换，该两维度Clarke的逆变换为步骤(3)中式(2)的转置矩阵，从而得到自然坐标系下的正2序、正3序、…正(m-
1)/2序电压指令值中对应各个相的电压指示值分量
一直到
其中，2、3、…m为m相电机中相的序号，+2、+3、…+(m-1)/2表示电压指示值分量的序号。

[0048] 在步骤(9)中，在自然坐标系下，对正1序、正2序、正3序、…正(m-1)/2序电压指令值中各个相的电压指示值分量分别进行叠加，得到m相电机的各相电压指令值。以第c相为例，如式(3)所示：

[0049]

[0050] 其中，c表示m相电机中相的序号，c∈1，2，…m。

[0051] 为验证上述方法的有效性，在五相电机和九相电机上均进行了电流均衡矢量控制的实验验证，九相电机为集中整距绕组，五相电机为分布式绕组的电机，两台电机的参数分别见表1与表2。

[0052] 其中rs为定子电阻，rr为转子电阻，Lm为定转子互感，L1s为定子漏感，L1r为转子漏感，Pn为磁极对数。

[0053] 表1五相电机的主要参数

[0054]

[0055] 表2九相电机的主要参数

[0056]

[0057] 实验结果见图2a至图3b。

[0058] 图2a和图2b为五相电机上的实验结果，其中图2a示出了使用传统矢量控制方法得到的实验结果，图2b示出了使用本公开的基于广义对称分量理论的多相电机电流均衡控制
方法得到的实验结果。

[0059] 将五相电机转速指令值设置为600r/min，在传统矢量控制方法与本公开的电流均衡矢量控制方法控制下的相电流波形见图2a和图2b。将九相电机转速指令值设置为300r/
min，在传统矢量控制方法与本公开的电流均衡矢量控制方法控制下的相电流波形见图3a
和图3b。4幅图中的相电流波形都是在开关频率fswitch＝10kHz，控制器AD采样频率(即控制器主中断频率)fsampling＝5kHz，死区时间Tdead＝3.0μs的参数设置下得到的实验结果。

[0060] 图2a中，由于传统矢量控制方法不具备电流均衡功能，五相电机各相电流峰峰值之间的最大差距为0.81A，为各相电流平均峰峰值的13.68％。而在图2b中，本公开的电流均衡矢量控制能够使得各相电流峰峰值之间的最大差距下降到0.10A，为各相电流平均峰峰
值的1.62％。

[0061] 由于电流探头数量有限，在进行九相电机的控制实验时，仅测量了其中8相的相电流波形。图3a中，在传统矢量控制方法下，九相电机各相电流峰峰值之间的最大差距为
0.60A，为各相电流平均峰峰值的9.48％。图3b中，在本公开的电流均衡控制方法下，各相电流峰峰值之间的最大差距下降到0.12A，为各相电流平均峰峰值的1.89％。

[0062] 综上所述，基于广义对称分量理论的电流均衡控制方法具有良好的有效性。

[0063] 显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可
以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发
明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。