开关驱动电路和使用其的开关电源设备

摘要

一种开关驱动电路驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给变压器的第二循环之间进行交替切换。开关驱动电路包括例如根据第一循环和所述第二循环中的一个循环中流动的激励电流的大小来设置全桥输出级的同时断开时间的模式，该同时断开时间成为另一循环的操作变化因子。或者开关驱动电路包括例如根据通过将第一和第二循环中流动的激励电流进行平均而获得的平均激励电流的大小来设置全桥输出级的同时断开时间的模式。或者，开关驱动电路根据操作模式切换信号在这些模式之间进行切换。

权利要求

1.一种开关驱动电路，其驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给所述变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给所述变压器的第二循环之间进行交替切换，其特征在于，在根据所述第一循环和所述第二循环中的一个循环中流动的激励电流的大小来设置成为所述第一循环和所述第二循环中的另一循环的操作变化因子的所述全桥输出级的同时断开时间时，所述激励电流越大，使得所述同时断开时间越短，所述激励电流越小，使得所述同时断开时间越长，根据某周期的所述第一循环中流动的激励电流的大小，设置下一周期的所述第二循环的同时断开时间，根据所述某周期的所述第二循环中流动的激励电流的大小，设置下一周期的所述第一循环的所述同时断开时间。

2.一种开关驱动电路，其驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给所述变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给所述变压器的第二循环之间进行交替切换，其特征在于，所述开关驱动电路包括：

在根据第一循环和第二循环中的一个循环中流动的激励电流的大小来设置转换到第一循环和第二循环中的另一循环时的全桥输出级的同时断开时间时，所述激励电流越大，使得所述同时断开时间越短，所述激励电流越小，使得所述同时断开时间越长的第一模式；

以及

在根据将所述第一循环中流动的激励电流和所述第二循环中流动的激励电流进行平均而获得的平均激励电流的大小，来设置所述全桥输出级的同时断开时间时，所述平均激励电流越大，使得所述同时断开时间越短，所述平均激励电流越小，使得所述同时断开时间越长的第二模式，根据操作模式切换信号切换为上述中的某一模式，在所述第一模式中，根据某周期的所述第一循环中流动的激励电流的大小，设置下一周期的所述第二循环的同时断开时间，根据所述某周期的所述第二循环中流动的激励电流的大小，设置下一周期的所述第一循环的所述同时断开时间。

3.根据权利要求1或2所述的开关驱动电路，

其中，所述全桥输出级利用相移法进行PWM驱动。

4.一种开关电源设备，其特征在于，包括：

变压器，其包括彼此电磁耦合的初级绕组和次级绕组；

全桥输出级，其连接在被施加输入电压的供电端子与第一接地端子之间；

权利要求1至3中任一项所述的开关驱动电路，其驱动所述全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给所述变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给所述变压器的第二循环之间进行交替切换；以及整流平滑单元，其从出现在所述变压器的次级绕组的感应电压生成输出电压。

5.根据权利要求4所述的开关电源设备，

其中，所述全桥输出级包括：

第一上开关，其连接在所述供电端子与所述初级绕组的第一端子之间，第一下开关，其连接在所述初级绕组的第一端子与第一接地端子之间，第二上开关，其连接在所述供电端子与所述初级绕组的第二端子之间，第二下开关，连接在所述初级绕组的第二端子与第一接地端子之间。

6.根据权利要求4或5所述的开关电源设备，

其中，所述整流平滑单元包括：

第一整流器，其连接在所述次级绕组的第一端子与第二接地端子之间，第二整流器，其连接在所述次级绕组的第二端子与第二接地端子之间，扼流线圈，其第一端子连接到所述次级绕组的中点抽头，并且其第二端子连接到输出电压输出端子，以及平滑电容器，其第一端子连接到所述输出电压输出端子，并且其第二端子连接到第二接地端子。

7.根据权利要求6所述的开关电源设备，

其中，所述第一整流器和第二整流器是整流二极管。

8.根据权利要求6所述的开关电源设备，

其中，所述第一整流器和第二整流器是同步整流晶体管，并且所述开关驱动电路将所述全桥输出级连同所述同步整流晶体管一起驱动。

说明书

开关驱动电路和使用其的开关电源设备

技术领域

[0001] 在此公开的本发明涉及开关驱动电路和使用其的开关电源设备

背景技术

[0002] 通常，使用全桥输出级的开关电源设备在需要大直流(DC)转换的应用中被广泛用作电源装置。

[0003] 在日本专利申请公开No.2013-055858中公开了与此相关的常规技术的示例。

[0004] 然而，常规开关电源设备的缺点在于，由于全桥输出级中的开关设备的特性的变化，导致变压器的磁偏差。

发明内容

[0005] 鉴于本申请的发明人发现的上述问题，本发明的目的在于提供一种能够缓和变压器的磁偏离的开关驱动电路以及使用这样的开关驱动电路的开关电源设备。

[0006] 根据在此公开的实施例，一种开关驱动电路驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给变压器的第二循环之间进行交替切换。在此，根据第一循环和第二循环中的一个循环中流动的激励电流的大小来设置全桥输出级的同时断开时间，该同时断开时间成为第一循环和第二循环中的另一循环的操作变化因子。

[0007] 根据在此公开的另一实施例，一种开关驱动电路驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给变压器的第二循环之间进行交替切换。在此，可以根据将第一循环中流动的激励电流和第二循环中流动的激励电流进行平均而获得的平均激励电流的大小，来设置全桥输出级的同时断开时间。

[0008] 根据在此公开的又一实施例，一种开关驱动电路驱动连接到变压器的全桥输出级，从而在将第一方向的激励电流提供给变压器的第一循环与将第二方向的激励电流提供给变压器的第二循环之间进行交替切换。在此，该开关驱动电路可以包括：根据第一循环和第二循环中的一个循环中流动的激励电流的大小来设置转换到第一循环和第二循环中的另一循环时全桥输出级的同时关闭时间的模式；以及根据将第一循环中流动的激励电流和第二循环中流动的激励电流进行平均而获得的平均激励电流的大小来设置全桥输出级的同时关闭时间的模式。在此，可以根据模式切换信号在模式之间进行切换。

[0009] 通过对于最佳方式及其相关附图的下面详细描述，将进一步清楚本发明的其他特征、构成组件、操作步骤、优点以及特性。

附图说明

[0010] 图1是示出开关电源设备的第一实施例的电路图；

[0011] 图2是表示相移法的示例的时序图；

[0012] 图3是第一循环的电流路径图；

[0013] 图4是第二循环的电流路径图；

[0014] 图5是示出第一模式的死区时间设定处理的时序图；

[0015] 图6是示出第二模式的死区时间设定处理的时序图；

[0016] 图7是示出第三模式的死区时间设定处理的时序图；

[0017] 图8是示出开关电源设备的第二实施例的电路图；以及

[0018] 图9是表示死区设置处理的示例的时序图。

具体实施方式

[0019] 开关电源设备(第一实施例)：图1是示出开关电源设备的第一实施例的电路图。本实施例的开关电源设备1是从输入电压Vi产生输出电压Vo以将输出电压Vo提供给负载2的绝缘DC/DC转换器，并且包括开关驱动电路10、全桥输出级20、变压器30、以及整流平滑单元40。

[0020] 开关驱动电路10脉冲驱动栅极信号(GA、GB、GC、GD)，以使输出电压Vo达到目标电平，从而PWM(脉宽调制)以相移法来驱动全桥输出级20。此外，开关驱动电路10根据全桥输出级20的驱动电流(并且因此变压器30的激励电流)接受感测信号CS的输入，并且还具有根据感测信号CS来设置全桥输出级20的同时断开(OFF)时间(也称为死区时间)的功能。此外，开关驱动电路10还具有根据操作模式切换信号MODE来切换用于设置同时断开时间的方法的功能。稍后将详细描述开关驱动电路10的具体操作。

[0021] 全桥输出级20连接在电源端子(＝输入电压Vi应用端子)和第一接地端子(＝接地电压GND1应用端子)之间，并根据上开关TrA和TrC以及下开关TrB和TrD的导通/断开控制，从输入电压Vi生成输出电压Vo。

[0022] 上开关TrA和下开关TrB作为全桥输出级20的第一臂(＝第一半桥)串联连接在电源端子和第一接地端子之间。这里，上开关TrA和下开关TrB之间的连接节点(＝节点电压V1应用端子)连接到变压器30的第一输入端子(＝初级绕组L1的第一端子)。

[0023] 上开关TrC和下开关TrD作为全桥输出级20的第二臂(＝第二半桥)串联连接在电源端子和第一接地端子之间。这里，上开关TrC和下开关TrD之间的连接节点(＝节点电压V2应用终端)连接到变压器30的第二输入端子(＝初级绕组L1的第二端子)。

[0024] 如图中虚线所示，开关TrA至TrD分别伴随有寄生电容器和寄生二极管，两者均出现在每个开关TrA至TrD的两个端子之间。

[0025] 上开关TrA和下开关TrB分别根据栅极信号GA和GB互补地导通/断开。上开关TrC和下开关TrD分别根据栅极信号GC和GD互补地导通/断开。在本说明书中，能够认为术语“互补”不仅覆盖开关元件的导通/断开状态完全相反的情况，而且还覆盖给定上开关和下开关的导通/断开转换的延迟的情况(即，设置它们同时断开的同时断开时间(死区时间))。

[0026] 同时断开时间不仅用于防止过大的直通电流经由上下开关流动，而且还用于实现软开关操作(零伏开关(ZVS)操作)以减少开关损耗和开关噪声。

[0027] 这里，在向上开关TrA和TrC以及下开关TrB和TrD施加高电压的情况下，期望使用功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、SiC晶体管或诸如GaN功率器件的耐高压开关元件作为每个开关元件。

[0028] 变压器30包括彼此电磁耦合的初级绕组L1和次级绕组L2，并且将初级电路系统1p的交流(AC)功率传送到次级电路系统1s，同时将初级电路系统1p(GND1系统)和次级电路系统1s(GND2系统)电隔离。

[0029] 整流平滑单元40构成从变压器30的次级绕组L2中出现的感应电压生成输出电压Vo的功能块，并且包括整流二极管D1和D2(分别对应于第一整流器和第二整流器)，扼流线圈L3、以及平滑电容器C1。

[0030] 整流二极管D1的负极连接到变压器30的第一输出端(＝次级绕组L2的第一端子)。另一方面，整流二极管D2的负极连接到变压器30的第二输出端子(＝次级绕组L2的第二端子)连接。整流二极管D1和D2的正极都连接到第二接地端子(＝接地电压GND2应用端子)。扼流线圈L3的第一端子连接到次级绕组L2的中点抽头。扼流线圈L3的第二端子和平滑电容器C1的第一端子都连接到输出电压Vo输出端子。平滑电容器C1的第二端子连接到接地电压GND2应用端子。

[0031] 基本操作：图2是示出利用相移法执行的全桥输出级20的PWM驱动的时序图。该图按照从顶部的顺序示出了栅极信号GA至GD、节点电压V1、直通电流IAB(＝流经上开关TrA和下开关TrB的直通电流)、节点电压V2和直通电流ICD(＝流经上开关TrC和下开关TrD的直通电流)。

[0032] 在利用相移法执行的全桥输出级20的PWM驱动中，栅极信号GA至GD以恒定占空比(50％)进行脉冲驱动。在第一臂侧的栅极信号GA和GB之间以及第二臂侧的栅极信号GC和GD之间设置有移位时间Ts(相位差)。移位时间Ts的可变控制使得能够控制向第一绕组L1施加输入电压Vi的施加时间，并且这使得能够以固定、恒定切换频率来执行输出电压Vo的反馈控制。

[0033] 例如，从时刻t1到时刻t2，栅极信号GA和GD为高电平，而栅极信号GB和GC为低电平。相应地，上开关TrA和下开关TrD导通，下开关TrB和上开关TrC断开。因此，如图3中粗实线和箭头所示，第一方向的激励电流IAD经由电流路径Vi→TrA→L1→TrD→GND1在第一电路系统1p中流动。在第二电路系统1s中，如图3中的粗虚线和箭头所示，感应电流经由电流路径GND2→D1→L2→L3流动。在下面的描述中，通过导通上开关TrA和下开关TrD将第一方向的激励电流IAD提供给变压器30的操作状态被称为“第一循环”。

[0034] 另一方面，从时刻t3到时刻t4，栅极信号GA和GD为低电平，栅极信号GB和GC为高电平。相应地，上开关TrA和下开关TrD断开，下开关TrB和上开关TrC导通。因此，如图4中粗实线和箭头所示，第二方向的激励电流IBC经由电流通路Vi→TrC→L1→TrB→GND1在第一电路系统1p中流动。在第二电路系统1s中，如图4中的粗虚线和箭头所示，感应电流经由电流路径GND2→D2→L2→L3流动。在下面的描述中，通过导通上开关TrC和下开关TrB而将第二方向的激励电流IBC提供给变压器30的操作状态被称为“第二循环”。

[0035] 因此，开关驱动电路10驱动全桥输出级20在第一循环与第二循环之间交替切换，在其中的第一循环中，导通上开关TrA和下开关TrD，以将第一方向的激励电流IAD提供给变压器30，在其中的第二循环中，导通上开关TrC和下开关TrB，以将第二方向的激励电流IBC提供给变压器30。

[0036] 全桥输出级20能够采取除了上述第一循环和第二循环之外的各种操作状态。例如，从时刻t2到时刻t3，上开关TrA和TrC导通，下开关TrB和TrD截止。此外，从时刻t4到时刻t5，上开关TrA和TrC截止，下开关TrB和TrD导通。鉴于此事实，上述术语“交替地”能够被认为也涵盖在第一循环和第二循环之间发生另一操作状态的情况。

[0037] 在图2所示的示例中，在栅极信号GA和GB的逻辑切换定时产生直通电流IAB，并且在栅极信号GC和GD的逻辑切换定时产生直通电流ICD。为了减少因此产生的直通电流IAB和ICD，不仅需要将栅极信号GA的逻辑切换定时和栅极信号GB的逻辑切换定时相互移位，以提供上开关TrA和下开关TrB同时断开的同时断开时间，而且还需要将栅极信号GC的逻辑切换定时和栅极信号GD的逻辑切换定时相互移位，以提供上开关TrC和下开关TrD同时断开的同时断开时间。

[0038] 这里，如上所述，开关驱动电路10具有根据感测信号CS(因此激励电流IAD或IBC的大小)来设置全桥输出级20的同时断开时间的功能。开关驱动电路10还具有根据操作模式切换信号MODE来切换用于设置同时断开时间的方法的功能。

[0039] 因此，在下文中，将利用具体示例来详细描述由开关驱动电路10执行的死区时间设置处理。

[0040] 死区时间设置处理(第一模式)：图5是示出第一模式(MODE“01”)中的死区时间设置处理的时序图，从顶部的顺序示出感测信号CS和栅极信号GA至GD。在该图中，为了便于描述，示出了信号的行为，而不考虑变压器30的漏电感分量。

[0041] 如上所述，开关驱动电路10驱动全桥输出级20，在输出激励电流IAD的第一循环与输出激励电流IBC的第二循环之间进行交替切换。

[0042] 第一模式的开关驱动电路10根据在周期(例如从时刻t101到时刻t109)的第一循环(例如从时刻t102到时刻t103)中流过的激励电流IAD的大小，来设置同时断开时间dA和dD，同时断开时间dA和dD成为下个周期的第一循环(例如从时刻t110到时刻t111)的操作变化因子。同时断开时间dA对应于栅极信号GB下降到低电平与栅极信号GA的上升到高电平之间延迟时间(例如，从时刻t109到时刻t110)，并且同时断开时间dD对应于栅极信号GC下降到低电平与栅极信号GD的上升到高电平之间的延迟时间(例如，从时刻t107到时刻t108)。这里，激励电流IAD越大，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越短(即，开关驱动电路
10使得栅极信号GA和GD在一个周期内的固定占空比越宽)，并且激励电流IAD越小，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越长(即，开关驱动电路10使得栅极信号GA和GD的固定占空比越窄)。

[0043] 类似地，第一模式的开关驱动电路10根据在周期(例如从时刻t101到时刻t109)的第二循环(例如从时刻t106到时刻t107)中流过的激励电流IBC的大小，来设置同时断开时间dB和dC，同时断开时间dA和dD成为下个周期的第二循环(例如从时刻t114到时刻t115)的操作变化因子。同时断开时间dB对应于栅极信号GA下降到低电平与栅极信号GB的上升到高电平之间延迟时间(例如，从时刻t113到时刻t114)，并且同时断开时间dC对应于栅极信号GD下降到低电平与栅极信号GC上升到高电平之间的延迟时间(例如，从时刻t111到时刻t112)。这里，激励电流IBC越大，开关驱动电路10使得同时断开时间dB和dC越短(即，开关驱动电路10使得栅极信号GB和GC在一个周期内的固定占空比越宽)，并且激励电流IBC越小，开关驱动电路10使得同时断开时间dB和dC越长(即，开关驱动电路10使得栅极信号GB和GC的固定占空比越窄)。

[0044] 因此，在第一模式中，第一循环侧的死区时间设置处理(IAD→dA和dD)和第二循环侧的死区时间设置处理(IBC→dB和dC)彼此独立地进行。利用该特征，如果由于开关TrA至TrD之间的特性变化(诸如栅极延迟差异)而在激励电流IAD与激励电流IBC之间产生相对差异，则上述执行的死区时间设置处理起到增加相对差异的作用，并且可能导致变压器30的磁偏差。

[0045] 例如，考虑如下情况：开关TrA至TrD之间的特性变化已经导致第一循环的激励电流IAD与第二循环中的激励电流IBC相比变得相对较小。在这种情况下，在第一模式的死区时间设置处理中，切换到第一循环的时刻的同时断开时间dA和dD被设置为与切换到第二循环的时刻的同时断开时间dB和dC相比相对较长。因此，第一循环中的PWM占空比(＝TAD/T)变为相对低于第二循环中的PWM占空比(＝TBC/T)。结果，激励电流IAD减小，而激励电流IBC增加，因此它们之间的差异变得比前一周期的差大。

[0046] 如果这种恶性循环引起变压器30的磁偏差提升，则将阻止开关电源设备1的正常工作，这使得无法从输入电压Vi生成期望的输出电压Vo。为了防止这种不便，可以说，当选择第一模式(MODE＝“01”)时，希望使用特性变化小的开关元件作为开关TrA至TrD，或者提供足够的措施来防止变压器30的磁偏差。

[0047] 死区时间设置处理(第二模式)：图6是示出第二模式(MODE＝“02”)中的死区时间设置处理的时序图，从顶部的顺序示出感测信号CS和栅极信号GA至GD。在该图中，同样为了便于描述，示出了信号的行为，而不考虑变压器30的漏电感分量。

[0048] 第二模式的开关驱动电路10根据在周期的第一循环(例如从时刻t202到时刻t203)中流过的激励电流IAD的大小，来设置同时断开时间dB和dC，同时断开时间dB和dC成为下个周期的第一循环(例如从时刻t214到时刻t215)的操作变化因子。同时断开时间dB对应于栅极信号GA下降到低电平与栅极信号GB的上升到高电平之间延迟时间(例如，从时刻t213到时刻t214)，并且同时断开时间dC对应于栅极信号GD下降到低电平与栅极信号GC上升到高电平之间的延迟时间(例如，从时刻t211到时刻t212)。这里，激励电流IAD越大，开关驱动电路10使得同时断开时间dB和dC越短(即，开关驱动电路10使得栅极信号GB和GC在一个周期内的固定占空比越宽)，并且激励电流IAD越小，开关驱动电路10使得同时断开时间dB和dC越长(即，开关驱动电路10使得栅极信号GB和GC的固定占空比越窄)。

[0049] 类似地，第二模式的开关驱动电路10根据在周期的第二循环(例如从时刻t206到时刻t207)中流过的激励电流IBC的大小，来设置同时断开时间dA和dD，同时断开时间dA和dD成为下个周期的第一循环(例如从时刻t218到时刻t219)的操作变化因子。同时断开时间dA对应于栅极信号GB下降到低电平与栅极信号GA上升到高电平之间延迟时间(例如，从时刻t217到时刻t218)，并且同时断开时间dD对应于栅极信号GC下降到低电平与栅极信号GD上升到高电平之间的延迟时间(例如，从时刻t215到时刻t216)。这里，激励电流IBC越大，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越短(即，开关驱动电路10使得栅极信号GA和GD在一个周期内的固定占空比越宽)，并且激励电流IBC越小，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越长(即，开关驱动电路10使得栅极信号GA和GD的固定占空比越窄)。

[0050] 因此，在第二模式中，根据第一和第二循环的另一循环中流过的激励电流的大小，来设置第一和第二循环中的一个循环中的全桥输出即20的同时断开时间。利用该特征，即使由于开关TrA至TrD之间的特性变化(诸如栅极延迟差异)而在激励电流IAD与激励电流IBC之间产生相对差异，上述执行的死区时间设置处理起到减小相对差异的作用，这会减小变压器30的磁偏差。

[0051] 例如，考虑开关TrA至TrD之间的特性变化已经导致第一循环的激励电流IAD相对小于第二循环中的激励电流IBC的情况。在这种情况下，在第二模式的死区时间设置处理中，切换到第一循环的时刻的同时断开时间dA和dD被设置为与切换到第二循环的时刻的同时断开时间dB和dC相比相对较短。因此，第一循环中的PWM占空比(＝TAD/T)变为相对高于第二循环中的PWM占空比(＝TBC/T)。因此，激励电流IAD增大，而激励电流IBC减少，因此这些电流之间的差异变为小于前一周期。

[0052] 因此，即使不使用特性变化小的开关元件或者不另外地提供防止变压器30的磁偏离的措施，选择第二模式(MODE＝“02”)也能够减少变压器30的磁偏差。

[0053] 在图中所示的示例中，考虑到从激励电流的获取到同时断开时间的设置完成需要一些时间，避免在相邻的第一循环和第二循环之间进行激励电流的获取和同时断开时间的设置；然而，如果能够及时完成处理，可以在相邻的第一循环和第二循环之间进行激励电流的获取和同时断开时间的设置。

[0054] 死区时间设置处理(第三模式)：图7是示出第三模式(MODE＝“03”)中的死区时间设置处理的时序图，从顶部的顺序示出感测信号CS和栅极信号GA至GD。在该图中，同样为了便于描述，示出了信号的行为，而不考虑变压器30的漏电感分量。

[0055] 第三模式的开关驱动电路10根据平均激励电流IAVE(＝(IAD+IBC)/2)的大小来设置全桥输出级20的同时断开时间，该平均激励电流IAVE通过将第一循环中流动的激励电流IAD和第二循环中流动的激励电流IBC进行平均而获得。

[0056] 例如，在设置变为周期中的第一循环(例如，从时刻t318到时刻t319)的操作变化因子的同时断开时间dA和dD时，参考通过将先前周期的第一循环中(例如，从时刻t310至时刻t311)流过的激励电流IAD和再前一周期(该周期的前两个周期)的第二循环中(例如，从时刻t306至时刻307)流过的激励电流IBC进行平均而获得的平均激励电流IAVE。这里，平均激励电流IAVE越大，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越短(即，开关驱动电路10使得栅极信号GA和GD在一个周期内的固定占空比越宽)，并且平均激励电流IAVE越小，开关驱动电路10使得同时断开时间dA和dD越长(即，开关驱动电路10使得栅极信号GA和GD的固定占空比越窄)。

[0057] 因此，当选择第三模式(MODE＝“03”)时，即使开关TrA至TrD之中存在特性变化(诸如，栅极延迟差)，根据平均激励电流IAVE也使得同时断开时间dA至dD一致。因此，如在上述第二模式中，即使不使用特性变化小的开关元件或者不另外地提供防止变压器30的磁偏离的措施，也能够减少变压器30的磁偏差。

[0058] 开关电源设备(第二实施例)：图8是示出开关电源设备的第二实施例的电路图。本实施例的开关电源设备1基于第一实施例(图1)，并且包括同步整流晶体管TrE和TrE作为整流平滑单元40的第一和第二整流器，并且开关驱动电路10不但驱动全桥输出级20而且驱动同步整流晶体管TrE和TrF。因此，与第一实施例中相同的组件被给予图1中相同的附图标记，并且下面的描述将主要集中在第二实施例的特定特征上。

[0059] 将同步整流晶体管TrE代替上述整流晶体管D2连接在变压器30的第二输出端子(次级绕组L2的第二端子)与第二接地端子之间。另外，将同步整流晶体管TrF代替上述整流晶体管D1连接在变压器30的第一输出端子(次级绕组L2的第一端子)与第二接地端子之间。根据从开关驱动电路10馈送的栅极信号GE和GF分别对于同步整流晶体管TrE和TrF进行导通/断开驱动。在此，栅极信号GE和GF经由诸如光耦合器的隔离器(未示出)从第一电路系统
1p传送到第二电路系统1s。

[0060] 图9是示出死区时间设置处理的示例的时序图，其该图从顶部的顺序示出感测信号CS和栅极信号GA至GF。在该图中，同样为了便于描述，示出了信号的行为，而不考虑变压器30的漏电感分量。

[0061] 对于同步整流晶体管TrE，在根据激励电流IBC的感应电流流过第二绕组L2时，其需要保持导通。由此看来，当栅极信号GB和GC中的一个上升值高电平时，栅极信号GE上升至高电平，而当栅极信号GB和GC两者都下降至低电平之后过去预定延迟时间时，将栅极信号GE下降至低电平。

[0062] 类似地，同步整流晶体管TrF需要在根据激励电流IAD的感应电流流过第二绕组L2时保持导通。由此看来，当栅极信号GA和GD中的一个上升值高电平时，栅极信号GF上升至高电平，而当栅极信号GA和GD两者都下降至低电平之后过去预定延迟时间时，将栅极信号GF下降至低电平。

[0063] 这里，类似同时断开时间dA至dD，期望根据操作模式切换信号MODE来调整设置方法(操作模式)中的延迟时间dE和dF的长度。

[0064] 根据本图中所示的示例，在第一模式(MODE＝“01”)中，在设置变为周期中第一循环的操作变化因子的同时断开时间dA和dD和延迟时间dE时，参考先前周期中第一循环流过的激励电流IAD。

[0065] 在第二模式(MODE＝“02”)中，在设置作为周期中第一循环的操作变化因子的同时断开时间dA和dD和延迟时间dE时，参考该周期的前两周期的周期中第一循环流过的激励电流IBC。

[0066] 在第三模式(MODE＝“03”)中，在设置变为周期的第一循环中的操作变化因子的同时断开时间dA和dD和延迟时间dE时，参考平均激励电流IAVE，该平均激励电流IAVE通过将先前周期(该周期前一个周期的周期)的第一循环中流过的激励电流IAD和再前周期(该周期前两个周期的周期)的第二循环中流过的激励电流IBC进行平均而获得。

[0067] 其他变型示例：除了上述实施例，在不脱离技术创造的精神的情况下，能够将各种变型添加到在此公开的各种技术特征。

[0068] 例如，虽然上述实施例涉及利用相移法PWM驱动全桥输出级20的开关驱动电路10，但是是否在开关驱动电路10中采用相移法是任意的。

[0069] 此外，虽然上述实施例涉及能够根据操作模式切换信号MODE在三个操作模式(第一模式(图5)、第二模式(图6)以及第三模式(图7))之间任意切换的配置，但是第一模式不是必不可少的，因此允许在第二模式和第三模式之间进行切换的配置是可行的。此外，可以省略操作模式切换功能本身，因此单独执行第二模式或第三模式中的死区设置处理的配置是可行的。

[0070] 因此，应当理解的是，上述实施例是各方面的示例而非限制性的，并且本发明的技术范围不是由实施例的上述描述而是由权利要求来指示，并且覆盖权利要求和等同于权利要求的意思的范围内的所有变型。

[0071] 工业可应用性

[0072] 在此公开的发明总体上能够用于开关电源设备(尤其是那些需要大电功率的设备，诸如车载电源或用于工业机器的电源)。