一种移动目标检测的方法及装置

摘要

本发明实施例提供了一种移动目标检测的方法和装置，用于提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。所述方法包括：接收射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后通过所述射频模块向室内发射的信号；对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

权利要求

1.一种移动目标检测方法，其特征在于，包括：

接收射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为预设延迟多普勒域符号基于OTFS调制转换生成的数字信号,所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v,l)处，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(v-1，

1)，x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0；

对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述数字信号转换为时域数字基带信号，包括：对所述数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数字信号还添加有预设帧头，所述对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，具体包括：通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

4.如权利要求1-3中任一权利要求所述的方法，其特征在于，所述基于所述信道估计，确定移动目标的数量，包括：对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

6.一种移动目标检测装置，其特征在于，所述装置包括：射频模块，用于接收所述射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为预设延迟多普勒域符号基于OTFS调制转换生成的数字信号，所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v,l)处，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(v-1，1)，x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0；

信道估计模块，用于对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

确定模块，用于基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述数字信号还添加有预设帧头，所述信道估计模块对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调时具体用于：通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

8.如权利要求6或7所述的装置，其特征在于，所述确定模块在基于所述信道估计，确定移动目标的数量时具体用于：对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量；

其中，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

说明书

一种移动目标检测的方法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及轧钢技术领域，尤其涉及一种移动目标检测的方法及装置。

背景技术

[0002] 在现有技术中，通过无线信号实现室内多个移动物体的非接触式检测，通常采用基于OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术的接收机检测发射信号的RSSI(Reference Signal Strength Indicator，参考信号强度)变化，进而确定是否存在移动目标，由于RSSI取值在一段时间内偏差极大，主要受到目标移动，信道衰落，遮挡等多重因素的影响，采用差分的方法也无法消除参考信号强度RSSI的随机抖动，无法准确检测是否存在多个移动目标，所以，这种检测方式存在较高的误检率。

[0003] 现有技术中还可以通过主动雷达成像技术对移动目标进行检测，发射机主动发射雷达的信号，接收机通过接收移动物体和静止物体反射的雷达回波进行多移动目标个数的检测，由于传统雷达信号的工作载波一般工作在十几GHz甚至几十GHz，穿墙性能较差。通过增大功率或者装配多个发射接收天线的方式可以实现较好的穿墙性能，但无法实现射频模块的小型化和低功耗的目标。并且，雷达信号需较强的数字信号处理器或FPGA进行处理，软硬件实现成本高。

[0004] 所以，现有技术中移动目标检测方式存在不能兼具检测精度高与软硬件实现成本低的技术问题。

发明内容

[0005] 本发明实施例提供了一种移动目标检测的方法及装置，用于提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。

[0006] 第一方面，本发明提供了一种移动目标检测的方法，所述方法包括：

[0007] 接收射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为对预设延迟多普勒域符号进行OTFS(Orthogonal Time Frequency Space，正交时频空间)调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后通过所述射频模块向室内发射的信号；

[0008] 对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

[0009] 基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

[0010] 可选的，所述将所述数字信号转换为时域数字基带信号，包括：

[0011] 对所述数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0012] 可选的，所述数字信号还添加有预设帧头，所述对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，具体包括：

[0013] 通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

[0014] 在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

[0015] 将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

[0016] 可选的，所述基于所述信道估计，确定移动目标的数量，包括：

[0017] 对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

[0018] 对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

[0019] 基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量。

[0020] 可选的，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：

[0021] 获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

[0022] 确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

[0023] 可选的，所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v，l)处，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(ν-1，1)，x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。

[0024] 第二方面，本发明实施例提供一种移动目标检测装置，所述装置包括：

[0025] 射频模块，用于接收所述射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为所述射频模块对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后向室内发射的信号；

[0026] 信道估计模块，用于对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

[0027] 确定模块，用于基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

[0028] 可选的，所述射频模块在将所述数字信号转换为时域数字基带信号时，具体用于：

[0029] 对所述数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0030] 可选的，所述数字信号还添加有预设帧头，所述信道估计模块对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调时具体用于：

[0031] 通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

[0032] 在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

[0033] 将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

[0034] 可选的，所述确定模块在基于所述信道估计，确定移动目标的数量时具体用于：

[0035] 对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

[0036] 对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

[0037] 基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量；

[0038] 其中，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：

[0039] 获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

[0040] 确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

[0041] 可选的，所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v，l)处，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(ν-1，1)，x(1，f)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。

[0042] 本申请实施例中的上述一个或多个技术方案，至少具有如下一种或多种技术效果：

[0043] 在本发明实施例的技术方案中，射频模块将预设延迟多普勒域符号经OTFS调制、再经过一维傅立叶逆变换以及数模转换后发射至室内空间，在发射的信号经移动目标反射后，射频模块接收到对应的数字信号，再将数字信号转换为时域数字基带信号后通过OTFS信号解调，获得对应的信道估计，再对获取的信道估计进行分析，即可确定空间中移动目标的数量。本申请中的方案，对于射频模块要求较低，仅通过单天线即可实现信号的发送与接收，射频模块发送的数字信号结构简单，同时具有恒包络特性，可以简化射频电路的设计，降低射频电路的设计要求。并且，可以工作在2.4GHz和5.8GHz免费频段上具有良好的穿墙性能，可以确保较高的检测精度。所以，可以有效提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。

附图说明

[0044] 图1为本申请第一实施例提供的移动目标检测方法的流程图；

[0045] 图2为本申请第一实施例提供的导频设计示意图；

[0046] 图3为本申请第一实施例提供的OTFS调制示意图；

[0047] 图4为本申请第一实施例提供的移动目标检测方法的完整示例示意图；

[0048] 图5为本申请第二实施例提供的移动目标检测装置的结构示意图。

具体实施方式

[0049] 本发明实施例提供了一种移动目标检测的方法，用于提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。所述方法包括：接收射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后通过所述射频模块向室内发射的信号；对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

[0050] 下面通过附图以及具体实施例对本发明技术方案做详细的说明，应当理解本申请实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本申请实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

[0051] 本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

[0052] 请参考图1，本发明提供的移动目标检测的方法，所述方法包括如下步骤：

[0053] S101：接收射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后通过所述射频模块向室内发射的信号；

[0054] S102：对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

[0055] S103：基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

[0056] 其中，所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v，l)处，其中，x(0，0)＝A，x(ν，1)＝-x(ν-1，1)，x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。

[0057] 所述射频模块对所述数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0058] 具体的，在本实施中，射频模块的发射天线和接收天线同时工作，射频模块对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制后通过一维傅立叶逆变换转换为时域数字基带信号，再经过数模转换为数字信号，通过射频模块的发射天线发射该数字信号至室内，如果室内存在移动目标，会将该数字信号反射，进而射频模块的接收天线接收到反射的数字信号，射频模块再对接收到的数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0059] 本实施例中的预设延迟多普勒域符号是将需要进行OTFS调制的符号映射至延迟多普勒域后得到的符号，预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，将实数A和-A交替插入延迟多普勒域相应的位置x(v，l)，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(ν-1，1)以及x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。当v＝5，l＝5时，导频设计示意图如图2所示。该导频设计方法可以有效的将静止信道(非移动目标的信道)影响有效消除，采用最简单的二维新傅立叶逆变换后，即可得到消除静止信道影响的信道估计。

[0060] 进一步，本实施例采用OTFS对预设延迟多普勒域符号进行调制，OTFS调制是美国cohere公司于2016年提出的一种可用于5G通信的新型调制方式。与传统4G中采用的OFDM调制方式不同，OTFS调制是将需要调制的符号首先映射到了延迟多普勒域，而不是传统OFDM调制方式所映射的频域。首先将映射到延迟多普勒域上的符号经过二维辛傅立叶变换映射到整个时频域上。然后通过传统的一维快速傅立叶逆变换，将其变换为时域信号。最后，将该时域信号经过数模转换变为模拟信号后，通过射频发射出去。整个过程与传统的OFDM调制的主要区别就是添加了一个新型的二维辛傅立叶变换模块，完整的OTFS调制过程如图3所示。

[0061] 二维辛傅立叶变换可用如下公式(1)描述：

[0062]

[0063] 其中，v表示为由时间变化信道引起整数多普勒频偏，l表示为第l个信道延迟，N表示为OFDM符号的个数，K表示为OFDM子载波个数，n表示为第n个OFDM符号时刻，k表示为第k个OFDM子载波。x(n，k)表示为第n个时刻第k个子载波的信号，x(v，l)表示为第v个多普勒频整数频偏第l个信道延迟的需调制的符号。该符号可以为任意调制的星座符号如BPSK，QPSK，QAM等。

[0064] 一维傅立叶逆变换可用如下公式(2)描述：

[0065]

[0066] 其中，x(n，t)表示为在第n个OFDM符号时间内第t个时刻的信号。经过公式(1)和公式(2)，调制符号即从延迟多普勒域变换到了时域。OTFS解调为OTFS调制的逆过程，因此可以通过上述逆过程获得解调后的 信号。

[0067] 进一步，为了能够准确接收到数字信号，在本实施例中，射频模块在将预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制后，再通过一维傅立叶逆变换转换为时域数字基带信号后，还需要添加预设帧头至该时域基带数字信号。添加预设帧头主要用于帧检测，本实施例中采用的帧格式可以采用多种序列设计预设帧头，在具体实施过程中，可根据实际需要进行设定，在此，本申请不做限制。

[0068] 进而，添加预设帧头的时域基带数字信号经过模数转换后得到的数字信号带有预设帧头，在对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调时，可通过如下步骤实现：

[0069] 通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

[0070] 在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

[0071] 将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

[0072] 具体的，在将数字信号转换为时域数字基带信号后，通过匹配滤波器对该时域数字基带信号进行帧头检测，匹配滤波器的数学表达式如下公式(3)描述：

[0073]

[0074] r(t)表示接收的数字基带信号，c*(t)表示时域帧头信号的共轭，a(τ)表示第τ个时刻的匹配滤波器的输出。因此当a(τ)大于某预设门限B时，可认为预设帧头已经检测到，对齐后可进行后续的数字基带信号处理，这里和常规的通信信号处理不同的是并不需要对频偏进行补偿。所以，将时域数字基带信号对齐后再进行OTFS信号解调，OTFS信号解调为OTFS调制的逆过程，因此可以通过上述逆过程获得解调后的 信号。

[0075] 进一步，在本实施例中，由于预设导频的特殊设计方法，可以通过简单的二维辛傅立叶逆变换得到一种包含有效v和l个数的延迟多普勒域的信道估计。假设接收天线对应的数字基带信号为y(n，t)，首先通过一维的傅立叶变换，接收天线对应的数字基带信号在时频域上的数学表达式如公式(4)所示：

[0076]

[0077] 然后将公式(4)中的时频域信号进行二维傅立叶辛变换得到如下公式(5)，即为获得的延迟多普勒域的信道估计，即为还原后的

[0078]

[0079] 进一步，在获得接收的数字信号对应的信道估计后，可以基于所述信道估计，确定移动目标的数量，具体可包括如下步骤：

[0080] 对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

[0081] 对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

[0082] 基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量。

[0083] 其中，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：

[0084] 获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

[0085] 确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

[0086] 具体的，在本实施例中，需要对获得的信道估计 进行相关运算，运算采用公式(6)：

[0087]

[0088] 根据公式(6)中的Ru，φ重构相关矩阵Ξ。对上述矩阵Ξ进行特征值分解得到公式(7)：

[0089] Ξvi＝λivi  (7)

[0090] vi表示第i个特征向量，λi表示第i个特征值。上述的特征值分解可以将信道估计和噪声有效的分开到两个域上。其次，由于特殊的导频设计已经消除了静止信道的影响，因此剩余的信道估计即为移动目标反射的信道，而移动目标的发射信道对应的特征值较大，而噪声所对应的特征值较小。因此，如果特征值λi＞η，η为预设阈值，则认为该信道为移动目标所反射的信道，则可以确认检测到一个移动目标。将i＝0，1，...，|v|-1的所有特征值与预设阈值η进行比较得到最终检测目标个数。需要注意的是直流分量引起λ0值较大，因此最终个数计算需减去该直流分量。

[0091] 下面给出本实施例中移动目标检测方法的一个完整实施例，请参考图4，首先，发射天线与接收天线同时工作。射频模块对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制后，通过一维傅立叶逆变换转换为时域数字基带信号，然后将该时域基带数字信号添加预设帧头，经过数模转换为数字信号后，通过射频模块发射至室内。

[0092] 室内的移动目标将该数字信号进行反射至接收天线，接收天线接收到该数字信号后，通过射频模块对该数字信号进行下变频处理和模数转换，得到时域数字基带信号，并将该时域数字基带信号通过匹配滤波器进行帧头检测。当检测到帧头后，将数字信号对齐。

[0093] 进而，将对齐的数字信号进行OTFS信号解调获得延迟多普勒域的信道估计，对获得的信道估计与其自身的共轭进行相关运算，获得相关矩阵，并对相关矩阵进行特征值分解，最终获得特征值。

[0094] 最后，根据特征值门限进行判定移动目标的个数。当特征值大于预设阈值时，即λi＞η，确定存在移动目标，进而，如果有N个特征值大于预设阈值η，则存在N个移动目标。

[0095] 通过这样的方式，通过设定特殊的导频，消除了静止信道的影响，获得移动目标反射的准确的信道估计，进而对信道估计重构的矩阵进行特征值分解时，可以将信道估计和噪声有效的分开到两个域上，进而根据移动目标反射的准确的信道估计即可准确确定出室内移动目标的数量。本实施例中的方案，对于射频模块要求较低，仅通过单天线即可实现信号的发送与接收，射频模块发送的数字信号结构简单，同时具有恒包络特性，可以简化射频电路的设计，降低射频电路的设计要求。并且，可以工作在2.4GHz和5.8GHz免费频段上具有良好的穿墙性能，可以确保较高的检测精度。所以，可以有效提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。

[0096] 请参考图5，本发明的第二实施例提供了一种移动目标检测装置，所述装置包括：

[0097] 射频模块501，用于接收所述射频模块发射的数字信号，将所述数字信号转换为时域数字基带信号，其中，所述数字信号为所述射频模块对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制，再通过一维傅立叶逆变换后，经过数模转换后向室内发射的信号；

[0098] 信道估计模块502，用于对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调，获得延迟多普勒域的信道估计；

[0099] 确定模块503，用于基于所述信道估计，确定移动目标的数量。

[0100] 其中，所述预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，所述预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，所述预设延迟多普勒域符号对应的延迟多普勒域中，实数A和-A交替插入在延迟多普勒域位置x(v，l)处，其中，x(0，0)＝A，x(v，1)＝-x(ν-1，1)，x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。

[0101] 所述射频模块对所述数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0102] 具体的，在本实施中，射频模块的发射天线和接收天线同时工作，射频模块对预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制后通过一维傅立叶逆变换转换为时域数字基带信号，再经过数模转换为数字信号，通过射频模块的发射天线发射该数字信号至室内，如果室内存在移动目标，会将该数字信号反射，进而射频模块的接收天线接收到反射的数字信号，射频模块再对接收到的数字信号进行下变频处理和模数转换后，获得时域数字基带信号。

[0103] 本实施例中的预设延迟多普勒域符号是将需要进行OTFS调制的符号映射至延迟多普勒域后得到的符号，预设延迟多普勒域符号对应设置有预设延迟多普勒域导频，预设延迟多普勒域导频基于多普勒正数频偏的个数|v|和信道延迟的个数|l|设置，将实数A和-A交替插入延迟多普勒域相应的位置x(v，l)，其中，x(0，0)＝A，x(ν，1)＝-x(ν-1，1)以及x(1，l)＝-x(1，l-1)，其余位置确定为0。当v＝5，l＝5时，导频设计示意图如图2所示。该导频设计方法可以有效的将静止信道(非移动目标的信道)影响有效消除，采用最简单的二维新傅立叶逆变换后，即可得到消除静止信道影响的信道估计。

[0104] 进一步，本实施例采用OTFS调制方法对预设延迟多普勒域符号进行调制，OTFS调制是美国cohere公司于2016年提出的一种可用于5G通信的新型调制方式。与传统4G中采用的OFDM调制方式不同，OTFS调制是将需要调制的符号首先映射到了延迟多普勒域，而不是传统OFDM调制方式所映射的频域。首先将映射到延迟多普勒域上的符号经过二维辛傅立叶变换映射到整个时频域上。然后通过传统的一维快速傅立叶逆变换，将其变换为时域信号。最后，将该时域信号经过数模转换变为模拟信号后，通过射频发射出去。整个过程与传统的OFDM调制的主要区别就是添加了一个新型的二维辛傅立叶变换模块，完整的OTFS调制过程如图3所示。

[0105] 二维辛傅立叶变换可用如下公式(1)描述：

[0106]

[0107] 其中，v表示为由时间变化信道引起整数多普勒频偏，l表示为第l个信道延迟，N表示为OFDM符号的个数，K表示为OFDM子载波个数，n表示为第n个OFDM符号时刻，k表示为第k个OFDM子载波。x(n，k)表示为第n个时刻第k个子载波的信号，x(v，l)表示为第v个多普勒频整数频偏第l个信道延迟的需调制的符号。该符号可以为任意调制的星座符号如BPSK，QPSK，QAM等。

[0108] 一维傅立叶逆变换可用如下公式(2)描述：

[0109]

[0110] 其中，x(n，t)表示为在第n个OFDM符号时间内第t个时刻的信号。经过公式(1)和公式(2)，调制符号即从延迟多普勒域变换到了时域。OTFS解调为OTFS调制的逆过程，因此信道估计模块502可以通过上述逆过程获得解调后的 信号。

[0111] 进一步，为了能够准确接收到数字信号，在本实施例中，射频模块在将预设延迟多普勒域符号进行OTFS调制后，再通过一维傅立叶逆变换转换为时域数字基带信号后，还需要添加预设帧头至该时域基带数字信号。添加预设帧头主要用于帧检测，本实施例中采用的帧格式可以采用多种序列设计预设帧头，在具体实施过程中，可根据实际需要进行设定，在此，本申请不做限制。

[0112] 进而，添加预设帧头的时域基带数字信号经过模数转换后得到的数字信号带有预设帧头信道估计模块502在对所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调时，具体用于：

[0113] 通过匹配滤波器对所述时域数字基带信号进行帧头检测；

[0114] 在检测到帧头时，将所述时域数字基带信号对齐；

[0115] 将对齐的所述时域数字基带信号进行OTFS信号解调。

[0116] 具体的，在射频模块501将数字信号转换为时域数字基带信号后，信道估计模块502通过匹配滤波器对该时域数字基带信号进行帧头检测，匹配滤波器的数学表达式如下公式(3)描述：

[0117]

[0118] r(t)表示接收的数字基带信号，c*(t)表示时域帧头信号的共轭，a(τ)表示第τ个时刻的匹配滤波器的输出。因此当a(τ)大于某预设门限B时，可认为预设帧头已经检测到，对齐后可进行后续的数字基带信号处理，这里和常规的通信信号处理不同的是并不需要对频偏进行补偿。所以信道估计模块502将时域数字基带信号对齐后再进行OTFS信号解调，OTFS信号解调为OTFS调制的逆过程，因此可以通过上述逆过程获得解调后的 信号。

[0119] 进一步，在本实施例中，由于预设导频的特殊设计方法，可以通过简单的二维辛傅立叶逆变换得到一种包含有效v和l个数的延迟多普勒域的信道估计。假设接收天线数字基带信号为y(n，t)，首先通过一维的傅立叶变换，接收天线数字基带信号在时频域上的数学表达式如公式(4)所示：

[0120]

[0121] 然后将公式(4)中的时频域信号进行二维傅立叶辛变换得到如下公式(5)，即为获得的延迟多普勒域的信道估计，即为还原后的

[0122]

[0123] 进一步，在获得接收的数字信号对应的信道估计后，确定模块503可以基于所述信道估计，确定移动目标的数量，确定模块503具体用于：

[0124] 对所述信道估计进行相关运算，获得相关矩阵；

[0125] 对所述相关矩阵进行特征值分解，获取至少一个特征值；

[0126] 基于所述至少一个特征值，确定移动目标的数量。

[0127] 其中，所述基于至少一个特征值，确定移动目标的数量，包括：

[0128] 获取所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量；

[0129] 确定所述至少一个特征值中大于预设阈值的特征值的数量为移动目标的数量。

[0130] 具体的，在本实施例中，确定模块503需要对获得的信道估计 进行相关运算，运算采用公式(6)：

[0131]

[0132] 根据公式(6)中的Rμ，φ重构相关矩阵Ξ。对上述矩阵Ξ进行特征值分解得到公式(7)：

[0133] Ξvi＝λivi  (7)

[0134] vi表示第i个特征向量，λi表示第i个特征值。上述的特征值分解可以将信道估计和噪声有效的分开到两个域上。其次，由于特殊的导频设计已经消除了静止信道的影响，因此剩余的信道估计即为移动目标反射的信道，而移动目标的发射信道对应的特征值较大，而噪声所对应的特征值较小。因此，如果确定模块503确定特征值λi＞η，η为预设阈值，则认为该信道为移动目标所反射的信道，则可以确认检测到一个移动目标。将所有特征值与预设阈值η进行比较得到最终检测目标个数。需要注意的是直流分量引起λ0值较大，因此最终个数计算需减去该直流分量。

[0135] 本申请实施例中的上述一个或多个技术方案，至少具有如下一种或多种技术效果：

[0136] 在本发明实施例的技术方案中，射频模块将预设延迟多普勒域符号经OTFS调制、再经过一维傅立叶逆变换以及数模转换后发射至室内空间，在发射的信号经移动目标反射后，射频模块接收到对应的数字信号，再将数字信号转换为时域数字基带信号后通过OTFS信号解调，获得对应的信道估计，再对获取的信道估计进行分析，即可确定空间中移动目标的数量。本申请中的方案，对于射频模块要求较低，仅通过单天线即可实现信号的发送与接收，射频模块发送的数字信号结构简单，同时具有恒包络特性，可以简化射频电路的设计，降低射频电路的设计要求。并且，可以工作在2.4GHz和5.8GHz免费频段上具有良好的穿墙性能，可以确保较高的检测精度。所以，可以有效提高移动目标的检测精度，降低检测的软硬件成本。

[0137] 尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

[0138] 显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。