一种矩形波导多路等分功率分配器

摘要

本发明提出了一种矩形波导多路等分功率分配器，用于解决现有波导多路等分功率分配器存在的尺寸增加，器件损耗增大的问题以及不易实现奇数路的功率分配的问题。包括矩形输入波导和多个带有E面切角的矩形输出波导，矩形输入波导的一端端面上加载有第一超传输隔膜，其中心位置设置有第一C型缝隙；矩形输出波导带有切角的一端端面上加载有第二超传输隔膜，其中心位置设置有第二C型缝隙，所有波导加载隔膜的一端沿矩形波导的宽边拼接，形成放射型结构，且在相互拼接处形成上下表面封闭的多棱柱形腔体，第一C型缝隙31的开口与第二C型缝隙41的开口在多棱柱腔体壁上成一个顺/逆时针方向。能够直接实现波导多路等功率分配。

权利要求

1.一种矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：包括带有封闭腔体的放射型结构，该结构包括输入波导(1)和N个第一输出波导(2)，其中N为大于等于2的偶数；所述输入波导(1)采用矩形波导，其作为输出端的端面上加载有第一矩形超传输隔膜(3)；所述第一输出波导(2)采用一端带有E面切角的矩形波导，并将该端面作为输入端，在该输入端端面上加载有第二矩形超传输隔膜(4)；所述输入波导(1)与N个第一输出波导(2)呈放射性排布，输入波导(1)的输出端与N个第一输出波导(2)的输入端沿矩形波导的宽边拼接，形成多棱柱形腔体，在该腔体的上下端各加载有用于密封的金属片，且输入波导(1)与相邻第一输出波导(2)之间的夹角θ1和各第一输出波导(2)之间的夹角θ2满足2θ1+(N-1)θ2＝360°；所述第一矩形超传输隔膜(3)的中心位置设置有第一开口缝隙(31)，用于实现频率范围内的选频特性，所述第二矩形超传输隔膜(4)的中心位置设置有第二开口缝隙(41)，用于实现频点处的等功率分配。

2.根据权利要求书1所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述输入波导(1)的输出端加载的第一矩形超传输隔膜(3)，采用大小与输入波导(1)输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第一开口缝隙(31)，采用C-型谐振环结构，其水平边和垂直边的尺寸相等，开口朝向输入波导(1)的宽边。

3.根据权利要求书1所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述第一输出波导(2)的输入端加载的第二矩形超传输隔膜(4)，采用大小与第一输出波导(2)的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第二开口缝隙(41)，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导(2)的宽边。

4.根据权利要求书1所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述第一矩形超传输隔膜(3)，其中心位置设置的第一开口缝隙(31)的开口与所述第二矩形超传输隔膜(4)中心位置设置的第二开口缝隙(41)的开口在多棱柱腔体壁上成一个顺/逆时针方向。

5.一种矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：包括带有封闭腔体的放射型结构，该结构包括输入波导(1)、N个第一输出波导(2)、第二输出波导(5)，其中N为大于等于2的偶数；所述输入波导(1)采用矩形波导，其作为输出端的端面上加载有第一矩形超传输隔膜(3)；所述第一输出波导(2)采用一端带有E面切角的矩形波导，并将该端面作为输入端，在该输入端端面上加载有第二矩形超传输隔膜(4)；所述第二输出波导(5)采用矩形波导，其一端端面加载有第三矩形超传输隔膜(6)；所述输入波导(1)、N个第一输出波导(2)、第二输出波导(5)呈放射性排布，输入波导(1)的输出端、N个第一输出波导(2)的输入端与第二输出波导(5)的输入端沿沿矩形波导的宽边拼接，其中第二输出波导(5)的轴线与输入波导(1)的轴线重合，形成多棱柱形腔体，在该腔体的上下端各加载有用于密封的金属片，且输入波导(1)与相邻第一输出波导(2)之间的夹角θ1和各输出波导之间的夹角θ2满足2θ1+Nθ2＝360°；所述第一矩形超传输隔膜的中心位置设置有第一开口缝隙(31)，用于实现频率范围内的选频特性；所述第二矩形超传输隔膜的中心位置设置有第二开口缝隙(41)，第三矩形超传输隔膜的中心位置设置有第三开口缝隙(61)，用于实现频点处的等功率分配。

6.根据权利要求书5所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述输入波导(1)的输出端加载的第一矩形超传输隔膜(3)，采用大小与输入波导(1)输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第一开口缝隙(31)，采用C-型谐振环结构，其水平边和垂直边的尺寸相等，开口朝向输入波导(1)的宽边。

7.根据权利要求书5所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述第一输出波导(2)的输入端加载的第二矩形超传输隔膜(4)，采用大小与第一输出波导(2)的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第二开口缝隙(41)，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导(2)的宽边。

8.根据权利要求书5所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述第二输出波导(5)的输入端加载的第三矩形超传输隔膜(6)，采用大小与第二输出波导(5)的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第三开口缝隙(61)，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导(5)的宽边。

9.根据权利要求书5所述的矩形波导多路等分功率分配器，其特征在于：所述第一矩形超传输隔膜(3)中心位置设置的第一开口缝隙(31)的开口、所述第二矩形超传输隔膜(4)中心位置设置的第二开口缝隙(41)的开口及所述第三矩形超传输隔膜(6)中心位置设置的第三开口缝隙(61)的开口在多棱柱腔体壁上成一个顺/逆时针方向。

说明书

一种矩形波导多路等分功率分配器

技术领域

[0001] 本发明属于微波技术领域，涉及一种波导多路等分功率分配器，可用于通信设备、雷达、卫星接收和功率放大电路等各类微波系统。技术背景

[0002] 功率分配器在微波系统里可以将一路输入信号能量分成两路或多路相等或不等能量输出，是阵列天线和功率合成放大器必不可少的器件。根据传输线类型可将多路功分器分为微带功分器、波导功分器和带状线功分器，波导多路功分器相比其他功分器具有损耗低、功率容量高、结构简单的特点，因此在实际工程上得到了广泛的应用。

[0003] 传统的多路等分波导功分器多采用T型结构，该结构的基本单元是一分二波导功分器，将一路信号经过一系列的基本单元逐步分成多路输出，通过基本单元级联的形式形成N路等分功率分配器。例如，2013年，郭书波等人在《无线电通讯技术》第2期发表了题为“六路矩形波导功分器分析与设计”的文章，文章里通过使用六个一分二的功分器，3次级联的方法实现了六路等分功分器。

[0004] 现有技术也有通过基片集成波导组合实现波导多路等分功率分配器。例如，授权公告号为CN100511833C，名称为“基片集成波导宽带多路功率功分器”的中国专利，公开了一种基片集成波导多路等分功分器，通过基片集成波导T型双路功率分配器，基片集成波导Y型双路功率分配器和基片集成波导直角弯曲三部分组合形成2N路等分功率分配器。

[0005] 上述现有技术都引入了波导多路功率分配器的设计，但无论是通过级联的形式还是通过不同基片集成波导组合的形式，其设计都不易实现奇数路的功率分配，且当输出路数增加时，会引起尺寸增加，功率分配效率降低等问题。这些缺点都一定程度上局限了波导多路功分器的应用。

发明内容

[0006] 本发明目的在于针对上述现有技术存在的不足，提出了一种矩形波导多路等分功率分配器，通过在输入波导的输出端和输出波导的输入端加载有超传输隔膜，超传输隔膜中心加载有不同形式的C型缝隙，形成带有多棱柱腔体的放射型结构，实现波导多路等功率分配，用于解决现有技术中存在的尺寸增加，器件损耗增大的问题以及不易实现奇数路的功率分配的问题。

[0007] 为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

[0008] 一种矩形波导多路等分功率分配器，包括带有封闭腔体的放射型结构，该结构包括输入波导1和N个第一输出波导2，其中N为大于等于2的偶数；所述输入波导1采用矩形波导，其作为输出端的端面上加载有第一矩形超传输隔膜3；所述第一输出波导2采用一端带有E面切角的矩形波导，并将该端面作为输入端，在该输入端端面上加载有第二矩形超传输隔膜4；所述输入波导1的输出端与N个第一输出波导2的输入端沿矩形波导的宽边拼接，所述输入波导1与N个第一输出波导2呈放射性排布，输入波导1的输出端与N个第一输出波导2的输入端拼接，形成多棱柱形腔体，在该腔体的上下端各加载有用于密封的金属片，且输入波导1与相邻第一输出波导2之间的夹角θ1和各第一输出波导2之间的夹角θ2满足2θ1+(N-1)θ2＝360°；所述第一矩形超传输隔膜3的中心位置设置有第一开口缝隙31，用于实现频率范围内的选频特性，所述第二矩形超传输隔膜4的中心位置设置有第二开口缝隙41，用于实现频点处的等功率分配。

[0009] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述输入波导1的输出端加载的第一超传输隔膜3，采用大小与输入波导1输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第一开口缝隙31，采用C-型谐振环结构，其水平边和垂直边的尺寸相等，开口朝向输入波导1的宽边。

[0010] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述第一输出波导2的输入端加载的第二超传输隔膜4，采用大小与第一输出波导2的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第二开口缝隙41，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导2的宽边。

[0011] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述第一超传输隔膜3中心位置设置的第一开口缝隙31的开口与所述第二超传输隔膜4中心位置设置的第二开口缝隙41的开口在多棱柱腔体壁上成一个顺/逆时针方向。

[0012] 一种波导多路等分功率分配器，包括带有封闭腔体的放射型结构，该结构包括输入波导1、N个第一输出波导2、第二输出波导5，其中N为大于等于2的偶数；所述输入波导1采用矩形波导，其作为输出端的端面上加载有第一矩形超传输隔膜3；所述第一输出波导2采用一端带有E面切角的矩形波导，并将该端面作为输入端，在该输入端端面上加载有第二矩形超传输隔膜4；所述第二输出波导5采用矩形波导，其一端端面加载有第三矩形超传输隔膜6；所述输入波导1、N个第一输出波导2、第二输出波导5呈放射性排布，输入波导1的输出端、N个第一输出波导2的输入端与第二输出波导5的输入端沿矩形波导的的宽边拼接，其中第二输出波导5的轴线与输入波导1的轴线重合，形成多棱柱形腔体，在该腔体的上下端各加载有用于密封的金属片，且输入波导1与相邻第一输出波导2之间的夹角θ1和各输出波导之间的夹角θ2满足2θ1+Nθ2＝360°；所述第一矩形超传输隔膜的中心位置设置有第二开口缝隙31，用于实现频率范围内的选频特性；所述第二矩形超传输隔膜的中心位置设置有第二开口缝隙41，第三矩形超传输隔膜的中心位置设置有第三开口缝隙61，用于实现频点处的等功率分配。

[0013] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述输入波导1的输出端加载的第一超传输隔膜3，采用大小与输入波导1输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第一开口缝隙31，采用C-型谐振环结构，其水平边和垂直边的尺寸相等，开口朝向输入波导1的宽边。

[0014] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述第一输出波导2的输入端加载的第二超传输隔膜4，采用大小与第一输出波导2的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第二开口缝隙41，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导2的宽边。

[0015] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述第二输出波导5的输入端加载的第二超传输隔膜6，采用大小与第二输出波导5的输入端端面相等的矩形结构，其中心位置设置的第三开口缝隙61，采用C-型谐振环结构，其水平边尺寸小于垂直边尺寸，且开口朝向第一输出波导5的宽边。

[0016] 上述矩形波导多路等分功率分配器，所述第一超传输隔膜3中心位置设置的第一开口缝隙31的开口、所述第二超传输隔膜4中心位置设置的第二开口缝隙41的开口及所述第三超传输隔膜6中心位置设置的第三开口缝隙61的开口在多棱柱腔体壁上成一个顺/逆时针方向。

[0017] 本发明与现有技术相比，具有以下优点：

[0018] 1、本发明通过在输入波导的输出端加载超传输隔膜，输出波导的输入端加载有超传输隔膜，超传输隔膜中心加载有不同形式的C型缝隙，形成中心为多棱柱腔体的放射结构，实现波导多路等功率分配，与现有技术相比，易于直接实现不同输出路数的功分器，且减小了功分器的尺寸，降低了器件的损耗。

[0019] 2、本发明的输入波导与相邻第一输出波导之间的夹角θ1和各输出波导之间的夹角θ2满足一定的关系，通过调整输入波导与相邻输出波导之间的夹角能够实现不同角度的等功率分配。

[0020] 3、本发明通过直接调节第一超传输隔膜中心的第一开口缝隙实现中心频率的调控，当信号能量通过腔体时通过直接调节第二超传输隔膜中心的第二开口缝隙实现两路输出的信号能量相等，结构简单，易于操作。

附图说明

[0021] 图1是本发明实施例1的整体结构示意图；

[0022] 图2是本发明输入波导和加载第一开口缝隙的第一超传输隔膜的结构示意图；

[0023] 图3是本发明第一输出波导和加载第二开口缝隙的第二超传输隔膜的结构示意图；

[0024] 图4是本发明实施例4的整体结构示意图；

[0025] 图5是本发明第二输出波导和加载第三开口缝隙的第三超传输隔膜的结构示意图；

[0026] 图6是本发明实施例1-实施例3的S参数仿真曲线图；

[0027] 图7是本发明实施例4-实施例6的S参数仿真结果图。

具体实施方式

[0028] 以下结合附图和实施例，给出一分二和一分三的新型的功率分配器的两种实施例，对本发明作进一步说明。

[0029] 实施例1

[0030] 参照图1，本实施例包括输入波导1和两个第一输出波导2。其中，输入波导1采用单模传输频率范围为8.2-12.4GHz的标准WR90波导矩形波导，其一端作为信号能量的输入端，该端面加载有第一超传输隔膜3，该隔膜的中心位置设置有C-型谐振环结构的第一开口缝隙31，该缝隙的中心与超传输隔膜3的中心重合，其开口朝向超传输隔膜3所在端面的宽边位置，水平边长度和垂直边长均相等；第一输出波导2采用一端带有E面切角的矩形波导，切角面形状为矩形，作为信号能量的输出端，该切面与H面形成一个E面上的切角，且垂直E面，E面成直角梯形，在切面上加载有第二超传输隔膜4，该隔膜的中心位置设置有C-型谐振环结构的第二开口缝隙41，该缝隙的中心与超传输隔膜4的中心重合，其水平边的长度小于垂直边的长度；输入波导1加载有第一超传输隔膜3的一端与2个第一输出波导2加载有第二超传输隔膜4的一端沿矩形波导的的宽边拼接，形成中心为三棱柱腔体的放射结构，该三棱柱腔体上下表面加载有金属片，其与矩形波导E面相连接，构成封闭腔体输入波导1与相邻输出波导2之间的夹角θ1和各输出波导2之间的夹角θ2满足2θ1+(N-1)θ2＝360°。

[0031] 第一开口缝隙31的开口与第三开口缝隙41的开口在中心三棱柱腔体壁上成统一的逆/顺时针方向，当信号能量通过第一开口缝隙进入腔体时，通过调整第一开口缝隙的尺寸实现中心频率的调控特性，在腔体内通过第二开口缝隙时调整第二开口缝隙尺寸实现两路输出的信号能量相等，从而实现一分二的等分功分器。在本实施例中θ1＝90°。

[0032] 参照图2(a)，输入波导1宽a＝10.16mm，高b＝22.86mm，波导长度优选l＝40mm，一端端面上加载的第一超传输隔膜3，其中心位置设置有第一开口缝隙31，参照图2(b)，第一开口缝隙31的水平边和垂直边的长度均为d，缝隙宽的长度为w，在本实施例中，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.6mm，缝隙宽度w为1mm。

[0033] 参照图3(a)，第一输出波导2带有E面切角一端的高b为22.86mm，宽为a'，当θ1≤120°时

[0034]

[0035] 当θ1≥120°时，

[0036]

[0037] 另一端宽a＝10.16mm，高b＝22.86mm，波导的底边长度为l1，切面与H面的夹角为θ，切面上加载的第二超传输隔膜4，其中心位置设置有第二开口缝隙41，参照图3(b)，第二开口缝隙41的水平边和垂直边的长度分别为d1和d2，缝隙宽的长度为w1。在本实施例中，第一输出波导和第二开口缝隙的尺寸设置如下：切面的宽边长度a'为11.36mm，底边的长度l1为40mm，切面与H面的夹角θ为63°，以C型缝隙的开口方向为基准，第一个第二开口缝隙的水平边的长度d1为3.9mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第二个第二开口缝隙水平边的长度d1为3.93mm，垂直边的长度d2为10mm。

[0038] 实施例2

[0039] 本实施例的结构和原理与实施例1的结构和原理相同，仅对θ1与其相关的参数进行调节。

[0040] 在本实施例中，θ1＝120°，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.6mm，缝隙的宽度w为1mm；第二输出波导和第二开口缝隙的尺寸设置如下：切面的宽边长度a'为11.16mm，底边的长度l1为40mm，切面与H面的夹角θ为90°，以C型缝隙的开口方向为基准，第一个第二开口缝隙的水平边的长度为3.9mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第二个第二开口缝隙水平边的长度d1为4mm，垂直边的长度d2为10mm。

[0041] 实施例3

[0042] 本实施例的结构和原理与实施例1的结构和原理相同，仅对θ1与其相关的参数进行调节。

[0043] 在本实施例中，θ1＝140°，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.6mm，缝隙的宽度w为1mm；第二输出波导和第二开口缝隙的尺寸设置如下：切面的宽边长度a'为11mm，底边的长度l1为35.79mm，切面与H面的夹角θ为67.5°，以C型缝隙的开口方向为基准，第一个第二开口缝隙的水平边的长度d1为4mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第二个第二开口缝隙水平边的长度d1为4.19mm，垂直边的长度d2为10mm。

[0044] 实施例4

[0045] 参照图4，本实施例包括输入波导1、两个第一输出波导2、第二输出波导5。其中，输入波导1采用单模传输频率范围为8.2-12.4GHz的标准WR90波导矩形波导，其一端作为信号能量的输入端，该端面加载有第一超传输隔膜3，该隔膜的中心位置设置有第一开口缝隙31，该缝隙的中心与超传输隔膜3的中心重合，其开口朝向输入波导的宽边，水平边长度和垂直边长均相等；第一输出波导2采用一端带有E面切角的矩形波导，切角面形状为矩形，作为信号能量的输出端，该切面与H面形成一个E面上的切角，且垂直E面，E面成直角梯形，在切面上加载有第二超传输隔膜4，该隔膜的中心位置设置有第二开口缝隙41，该缝隙的中心与超传输隔膜4的中心重合，其水平边的长度小于垂直边的长度；第二输出波导5采用单模传输频率范围为8.2-12.4GHz的标准WR90波导矩形波导，其一端作为信号能量的输出端，该端面加载有第三超传输隔膜6，该隔膜的中心位置设置有C-型谐振环结构的第三开口缝隙
61，该缝隙的中心与超传输隔膜6的中心重合，其水平边的长度小于垂直边的长度。输入波导1加载有第一超传输隔膜3的一端、2个第一输出波导2加载有第二超传输隔膜4的一端和第二输出波导5加载有第三超传输隔膜6的一端沿矩形波导的宽边拼接，形成中心为四棱柱腔体的放射结构，该四棱柱腔体上下表面加载有金属片，其与矩形波导E面相连接，构成封闭腔体，其中第二输出波导5的轴线与输入波导1的轴线重合，输入波导1与相邻输出波导2之间的夹角θ1和各输出波导之间的夹角θ2满足2θ1+2θ2＝360°。

[0046] 第一开口缝隙31的开口、第二开口缝隙41的开口和第三开口缝隙61的开口方向在中心四棱柱腔体壁上成统一的逆/顺时针方向，当信号能量通过第一开口缝隙进入腔体时，通过调整第一开口缝隙的尺寸实现中心频率的调控特性，在腔体内通过第二开口缝隙和第三开口缝隙时通过调整第二开口缝隙和第三开口缝隙的尺寸，实现三路输出的信号能量相等，从而实现一分三的等分功分器。在本实施例中θ1＝90°。

[0047] 输入波导1、第一超传输隔膜和第一开口缝隙与实施例1里的输入波导1、第一超传输隔膜和第一开口缝隙结构相同，仅对相关参数进行调节。在本实施例中，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.7mm，缝隙宽度w为1mm。

[0048] 第一输出波导2带有E面切角一端的高b＝22.86mm，宽a'＝a/sin(180°-θ1)，另一端宽a＝10.16mm，高b＝22.86mm，波导的底边长度为l1，波导E面成直角梯形，切面与H面的夹角为θ，切面上加载的第二超传输隔膜4，其中心位置设置有第二开口缝隙41，其水平边和垂直边的长度分别为d1和d2，缝隙宽的长度为w1。在本实施例中，第一输出波导2和第二开口缝隙的尺寸设置如下：切面与H面的夹角为θ为90°，E面的底边长度l1为40mm，带有E面切角一端的宽边长度a'为10.16mm，第一个第二开口缝隙41水平边的长度d1为3.7mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙宽的长度w1为1mm，第二个第二开口缝隙41水平边的长度d1为3.8mm,垂直边的长度d2为10mm。

[0049] 参照图5(a)，第二输出波导5与输入波导1的结构相同，一端端面上加载的第三超传输隔膜6，其中心位置设置有第三开口缝隙61，参照图5(b)，第三开口缝隙61的该缝隙水平边和垂直边的长度分别为d3和d4，缝隙宽的长度为w2。在本实施例中，第三开口缝隙的尺寸设置如下：水平边的长度d3为4mm，垂直边的长度d4为10mm，缝隙的宽度w2为1mm。

[0050] 实施例5

[0051] 本实施例的结构和原理与实施例4的结构和原理相同，仅对θ1与其相关的参数进行调节。

[0052] 在本实施例中，θ1＝120°，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.7mm，缝隙宽度w为1mm，第二输出波导和第二开口缝隙的尺寸设置如下：第一输出波导带有E面切角一端宽边的长度a'为11.73mm，底边的长度l1为34.13mm，切面与H面的夹角θ为60°，以C型缝隙的开口方向为基准，第一个第二开口缝隙的水平边的长度d1为4.2mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第二个第二开口缝隙水平边的长度d1为3.8mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第三开口缝隙的尺寸设置如下：第三开口缝隙61的水平边的长度d3为3.8mm,垂直边的长度d4为10mm，缝隙宽的长度w2为1mm。

[0053] 实施例6

[0054] 本实施例的结构和原理与实施例4的结构和原理相同，仅对θ1与其相关的参数进行调节。

[0055] 本实例中，θ1＝140°，第一开口缝隙的尺寸设置如下：水平边和垂直边的长度d为5.7mm，缝隙宽度w为1mm，第二输出波导和第二开口缝隙的尺寸设置如下：第一输出波导带有E面切角一端宽边的长度a'为15.81mm，底边的长度l1为32.1mm，弯切面与H面的夹角θ为
40°，以C型缝隙的开口方向为基准，第一个第二开口缝隙的水平边的长度d1为3.8mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第二个第二开口缝隙水平边的长度d1为3.8mm，垂直边的长度d2为10mm，缝隙的宽度w1为1mm，第三开口缝隙的尺寸设置如下：第三开口缝隙61的水平边的长度d3为3.7mm,垂直边的长度d4为10mm，缝隙宽的长度w2为1mm。

[0056] 以下结合仿真实验，对本发明的技术效果作进一步详细描述。

[0057] 1、仿真条件及内容：

[0058] 采用CST Microwave Studio电磁仿真软件，对一分二和一分三的两种实施例进行不同角度时的S参数仿真计算。

[0059] 1.1对实施例1角度θ1为90度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图6(a)所示。

[0060] 1.2对实施例2角度θ1为120度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图6(b)所示。

[0061] 1.3对实施例3角度θ1为140度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图6(c)所示。

[0062] 1.4对实施例4角度θ1为90度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图7(a)所示。

[0063] 1.5对实施例5角度θ1为120度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图7(b)所示。

[0064] 1.6对实施例6角度θ1为140度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率10GHz处的仿真得到的S参数图如图7(c)所示。

[0065] 2、仿真结果分析：

[0066] 参照图6(a)，从仿真结果可以看出，对θ1为90度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21和S31基本接近-3dB，实现了良好的等功率分配比。

[0067] 参照图6(b)，从仿真结果可以看出，对θ1为120度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21和S31基本接近-3dB，实现了良好的等功率分配比。

[0068] 参照图6(c)，从仿真结果可以看出，对θ1为140度时的一分二的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21和S31基本接近-3dB，实现了良好的等功率分配比。

[0069] 参照图7(a)，从仿真结果可以看出，对θ1为90度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21、S31和S41基本接近-4.8dB，实现了良好的等功率分配比。

[0070] 参照图7(b)，从仿真结果可以看出，对θ1为120度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21、S31和S41基本接近-4.8dB，实现了良好的等功率分配比。

[0071] 参照图7(c)，从仿真结果可以看出，对θ1为140度时的一分三的等分功率分配器，在中心频率为10GHz时，反射系数S11<-20dB，S21、S31和S41基本接近-4.8dB，实现了良好的等功率分配比。

[0072] 参照图6和图7的结果表明，当输出路数增加时，仅通过增加超传输隔膜的数量，调节缝隙的尺寸，从而直接实现了不同输出路数的等分功分器。

[0073] 以上描述仅是本发明的二个具体实例，并未构成本发明的任何限制。对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创新构思的前提下所做出的若干变形和改进，均属于本发明的保护范围。