一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法

摘要

本发明公开了一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，首先通过电流控制确定输出电压的参考值和输出PWM调制器的占空比，然后根据PWM调制器的占空比D确定PWM开关状态时间信号，根据PWM开关状态与能量参考值确定环流参考值，根据环流实际值与环流参考值确定补偿电压参考值；最后将补偿电压参考值叠加参考电压上得到输出电压调制信号，并进行延时PWM调制得到各桥臂子模块PWM控制信号，实现对模块化多电平变换器每个子模块的控制。本发明有效防止出现输出电压过大的现象，减小了模块多电平变换器子模块电容电压波动，降低对子模块电容能量存储的要求，进一步减小了模块多电平变换器体积，降低了模块多电平变换器成本。

权利要求

1.一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，其特征在于，该准两电平PWM控制方法包括输出电流控制环节、桥臂能量控制环节和准两电平PWM调制环节三部分，具体如下：步骤1、输出电流控制环节：PI控制器比较每一相输出电流实际值ijo与输出电流参考值ijo*确定输出电压的参考值 并根据输出电压的参考值 确定输出PWM调制器的占空比D；

步骤2、桥臂能量控制环节：PWM调制器比较三角载波信号与PWM调制器的占空比D确定PWM开关状态时间信号，PI控制器根据PWM开关状态与能量参考值确定环流参考值，P控制器根据环流实际值与环流参考值确定补偿电压参考值，并将补偿电压参考值叠加到步骤1输出参考电压 上得到输出电压调制信号；

步骤3、准两电平PWM调制环节：PWM调制器根据输出电压调制信号进行延时PWM调制得到各桥臂子模块PWM控制信号，实现对模块化多电平变换器每个子模块的控制。

2.如权利要求1所述的基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，所述模块多电平变换器为三相结构，每一相由上下两个完全相同的桥臂构成，每个桥臂由N个子模块与电感串联而成，每个子模块结构相同，由带有反并联二极管的基于SIC材料的功率器件组成的半桥结构和直流电容C组成，其中N表示每个桥臂的子模块数。

3.如权利要求1所述的基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，其特征在于，确定PWM开关状态时间信号的具体方法为：当载波大于PWM调制器的占空比D时将信号称为状态1，此时PI控制器将上桥臂所有子模块的能量累加后与能量参考值相比较，得到环流参考值，P控制器将环流实际值与环流参考值相比较，得到补偿电压参考值，再将补偿电压参考值叠加到输出电压的参考值 作为输出电压调制信号；当载波小于PWM调制器的占空比D时将该段时间称为状态2，此时PI控制器将下桥臂所有子模块的能量累加后与其参考值相比较，得到环流参考值，P控制器将环流实际值与环流参考值相比较，得到补偿电压参考值，再将补偿电压参考值叠加到输出电压的参考值 作为输出电压调制信号。

说明书

一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电力电子的控制技术，具体是涉及一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法。

背景技术

[0002] 电力电子变换器是电能变换的核心装置，已被广泛应用到电能生产、传输、分配和使用的各个环节。工业化进程的逐步推进使得人们对电能的利用愈加深入，对电力电子变换器的要求也越来越高，反过来促进了电力电子技术的不断发展。近几年来，柔性交流输电系统(flexible AC transmission，FACT))、高压直流输电(high voltage direct current transmission，HVDC)、规模化分布式新能源发电并网等先进电力电子技术在电力系统中的应用愈加广泛，也因此对电力电子变换器提出了更高电压等级、更大功率容量的要求。传统的两电平或三电平拓扑需要对功率器件进行串联或并联，存在功率器件的均压或者均流问题，控制难度较大。多电平变换器的出现有效避免了这些问题。但是多电平变换器拓扑如二极管箝位型拓扑、飞跨电容型拓扑以及级联H桥型拓扑存在输出电平数增加时拓扑结构复杂、无公共直流侧等缺点。模块化多电平变换器(modular multilevel converter，MMC)相较于这几种优势明显。首先，模块化的设计不存在器件直接串联带来的问题，容错能力强的同时易于扩展至不同电压及功率等级。其次，输出电平高，可以扩展到很高的电压等级，降低了对变压器及滤波器的要求。最后，拓扑所具有的公共直流侧可实现能量双向流动，方便其在背靠背场合的应用。

[0003] 尽管MMC具有上述的优点，但由于其结构上的特点，也存在不可避免的劣势。一方面，MMC通过各个子模块中的直流电容支撑公共直流侧电压。电容在充放电过程中会引发电压波动，影响公共直流侧电压的稳定，影响MMC的正常工作。为了保证MMC的稳定工作，常见的方法是将子模块中的电容值取得较大。如此一来，直接增大了MMC装置的体积以及成本，限制了其在一些对成本较为敏感的场合上的应用。另一方面，当前常见的MMC装置中子模块所采用的功率器件大多为硅基器件，其电压等级一般不超过12kV。尽管MMC可以通过模块化设计降低对功率器件的电压要求，但为了满足某些高电压等级场合，可能需要数量过多的子模块，同样增大了装置的体积和成本。

发明内容

[0004] 本发明的目的在于提供一种基于SIC器件的模块多电平变换器准两电平PWM控制方法。

[0005] 解决本发明目的的技术解决方案为：一种基于SIC器件的适用于模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，该准两电平PWM控制方法包括输出电流控制环节、桥臂能量控制环节和准两电平PWM调制环节三部分，具体如下：

[0006] 步骤1、输出电流控制环节：PI控制器比较每一相输出电流实际值ijo与输出电流参考值ijo*确定输出电压的参考值 并根据输出电压的参考值 确定输出PWM调制器的占空比D；

[0007] 步骤2、桥臂能量控制环节：PWM调制器比较三角载波信号与PWM调制器的占空比D确定PWM开关状态时间信号，PI控制器根据PWM开关状态与能量参考值确定环流参考值，P控制器根据环流实际值与环流参考值确定补偿电压参考值，并将补偿电压参考值叠加到步骤1输出参考电压 上得到输出电压调制信号；

[0008] 步骤3、准两电平PWM调制环节：PWM调制器根据叠加后的电压进行延时PWM调制得到各桥臂子模块PWM控制信号，实现对模块化多电平变换器每个子模块的控制。

[0009] 本发明与现有技术相比，其显著优点为：1)本发明相较于传统的两电平PWM调制，降低了电平切换过程中可能出现的输出电压最大上升、下降率，有效防止出现输出电压过大的现象；2)本发明通过环流控制产生的桥臂补偿电压实现桥臂能量平衡，并采用高频PWM加速平衡过程，在减小模块多电平变换器子模块电容电压波动的同时，降低对子模块电容能量存储的要求，即进一步减小了模块多电平变换器的体积，降低了模块多电平变换器成本。

附图说明

[0010] 图1是模块多电平变换器拓扑及等效电路图，(a)为并网拓扑图，(b)为并网等效电路。

[0011] 图2是本发明准两电平PWM控制方法的原理框图。

[0012] 图3是本发明输出电流控制的原理框图。

[0013] 图4是本发明桥臂能量控制的原理框图，(a)为上桥臂能量控制，(b)为下桥臂能量控制。

[0014] 图5是本发明准两电平PWM电压波形图。

具体实施方式

[0015] 图1为模块多电平变换器拓扑及工作原理图，如图1(a)所示，模块多电平变换器为三相结构，每一相由上下两个完全相同的桥臂构成，每个桥臂由N个子模块电感串联而成，每个子模块结构相同，均由带有反并联二极管的基于SIC材料的功率器件组成的半桥结构和直流电容C组成。相比传统材料的功率器件，基于SIC材料的功率器件在耐压等级以及开关频率方面更高，使得装置可以用于更高电压等级场合。由于模块多电平变换器的三相结构完全相同，为方便描述，选取一相进行分析。图1(b)则为模块多电平变换器单相等效电路图，其中ujp、ujn分别为第j相上、下桥臂所有子模块输出电压，L、R则为桥臂感抗与阻抗值，ijo、ujo分别为单相输出电流、输出电压(j＝a，b，c)。

[0016] 模块多电平变换器各相输出电压由上、下桥臂电压叠加而成，当输出电流控制产生的PWM开关状态时间信号发生变化时，上、下桥臂电压会出现电平跃变的暂态过程。为了限制输出电压的最大上升、下降率，控制方法采用准两电平PWM调制，不同于现有两电平PWM调制，通过依次延迟子模块中功率器件的开关时间，使得暂态过程中上、下桥臂电压波形呈现阶梯波，有效地防止出现输出过电压的现象。如图2所示，基于SIC器件的适用于模块多电平变换器准两电平PWM控制方法，包括输出电流控制环节、桥臂能量控制环节和准两电平PWM调制环节三部分，具体如下：

[0017] 输出电流控制环节通过对模块多电平变换器内每相的输出电流进行控制，确定该相的输出电压设定值，即PI控制器比较每一相输出电流实际值ijo与输出电流参考值ijo*确定输出电压的参考值 并根据输出电压的参考值 确定输出PWM调制器的占空比D。

[0018] 如图3所示，输出电流实际值ijo由下式确定：

[0019] ijo＝ijp-ijn(j＝a,b,c)；

[0020] 式中，ijp、ijn分别为模块多电平变换器第j相上、下桥臂电流；

[0021] 通过输出电压的参考值ujo*可以得到输出PWM调制器的占空比D，由下式确定：

[0022]

[0023] 式中，Vdc为模块多电平变换器直流侧两端电压。

[0024] 桥臂能量控制环节通过对模块多电平变换器内每相的环流进行控制实现桥臂能量平衡，减小直流侧电压波动，即PWM调制器比较三角载波信号与PWM调制器的占空比D确定PWM开关状态时间信号，PI控制器根据PWM开关状态与能量参考值确定环流参考值，P控制器根据环流实际值与环流参考值确定补偿电压参考值，并将补偿电压参考值叠加到步骤1输出参考电压 上，得到输出电压调制信号。

[0025] 如图4所示，环流icirj为第j相(j＝a，b，c)上下桥臂电流之和，由下式确定：

[0026]

[0027] 式中，ipj、inj分别为第j相(j＝a，b，c)上下桥臂电流。当载波大于占空比时将信号称为开关状态时间信号1(以下简称状态1)，此时由上桥臂所有子模块输出电压累加值up＝Vdc，下桥臂所有子模块输出电压累加值un＝0，当载波小于占空比时将该段时间称为开关状态时间信号2(以下简称状态2)，此时由上桥臂所有子模块输出电压累加值up＝0，下桥臂所有子模块输出电压累加值un＝Vdc。由于上桥臂或者下桥臂子模块输出电压累加值中有且只有一个为零，意味着其桥臂能量为零。因此，在任意时刻环流只能在某一个桥臂中传输能量，桥臂能量控制也就需要根据输入信号的不同稍有区别。

[0028] 如图4(a)所示，当输入信号为状态1时，计算上桥臂所有子模块的能量之和E1与其参考值E1*相比较，将结果送入PI控制器得到环流参考值icir1j*，接着与经过计算得到的环流*实际值icirj进行比较，将结果送入P控制器得到补偿电压参考值ucir1j ，将其叠加到 中作为输出电压调制信号；如图4(b)所示,当输入信号为状态2时，计算下桥臂所有子模块的能量之和E2与其参考值E2*相比较，将结果送入PI控制器得到环流参考值icir2j*，接着与经过计算得到的环流实际值icirj进行比较，将结果送入P控制器得到补偿电压参考值ucir2j*，将其叠加到 中作为输出电压调制信号。

[0029] 准两电平PWM调制环节：PWM调制器根据叠加后的电压进行延时PWM调制得到各桥臂子模块PWM控制信号，实现对模块化多电平变换器每个子模块的控制。

[0030] 当输出电流控制产生的PWM开关状态时间信号由状态1切换至状态2或由状态2切换至状态1时，up、un会出现电平跃变(由0变为Vdc或由Vdc变为0)的暂态过程。由于模块多电平变换器各相输出电压由up、un合成，为了限制输出电压的最大上升、下降率，对传统的两电平PWM进行改进，依次延迟子模块中功率器件的开关时间，使得暂态过程中up、un电压波形呈现阶梯波，有效地防止出现输出过电压的现象，如图5所示。此外，对于上桥臂或者下桥臂内部子模块电容的能量平衡可以采用电容电压排序法实现，这里不再赘述。