基于MMC的电机驱动系统及其离散控制方法

摘要

本发明公开了一种基于模块化多电平变换器的电机驱动系统及其离散控制方法，该系统包括模块化多电平变换器和电机，模块化多电平变换器的输出端连接电机；其包括三相，每相均包括上、下桥臂，上、下桥臂均包括串联连接的N个相同的子模块和桥臂电感，上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连，上桥臂最后一个子模块的输出端通过上、下桥臂电感与下桥臂第一个子模块的输入端连接；每相上、下桥臂电感的连接点为其输出端，三个输出端与电机三相相连。本发明对基于模块化多电平变换器的电机驱动系统进行离散化，实现电机多电平驱动下稳定运行。

权利要求

1.一种基于模块化多电平变换器的电机驱动系统离散控制方法，其特征在于，包括以下步骤：(1)建立MMC输出数学模型方程

根据基尔霍夫定律，桥臂电压可表示为：

其中，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，Ls为电机绕组电感，Rs为电机绕组电阻，ej为电机各相反电势，j＝a,b,c；

所以，由桥臂电压数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：定义 则MMC输出数学模型方程为：

(2)将MMC输出数学模型方程(2)进行Clarke、Park变换，得到dq坐标系下MMC输出数学模型：其中，vd、vq分别为vj变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，ed、eq分别为ej变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，id、iq分别为ij变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量；

根据MMC输出数学模型方程(4)，可得：其中，ωe为电机角速度；

将(5)离散化建立离散域模型：

其中，

其中，id(tn)、iq(tn)分别为tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流，vd(tn)、vq(tn)分别为tn时刻计算得到的d轴和q轴电压，ed(tn)、eq(tn)分别为tn时刻电机d轴和q轴反电势，Ts为电流环采样周期，ωe为电机角速度；

(3)MMC电流环设计

离散控制器设计如下：

其中， 分别为d轴和q轴电流指令值，K为控制系数，进一步可得到z域下传递函数：其中，Id为id(tn+Ts)在Z域下的表达形式， 为 在Z域下的表达形式，为了保证系统稳定性，且所有极点都在单位圆内，所以K的范围为0＜K＜1；

通过式(6)与(10)，可得：

所以，

故MMC在dq坐标系下tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流id(tn)、iq(tn)与下一时刻d轴和q轴输出电压vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)关系为：其中，

ΦPM为电机永磁磁链；

(4)将vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)通过dq/abc变换，得到三相输出电压va(tn+Ts)、vb(tn+Ts)和vc(tn+Ts)，作为MMC的三相调制信号，对MMC进行载波移相调制。

说明书

基于MMC的电机驱动系统及其离散控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电机驱动控制技术，特别是涉及一种基于模块化多电平变换器(MMC)的电机驱动系统离散控制方法。

背景技术

[0002] 模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)是一种新型的多电平变换器，具有高度模块化结构，效率高，便于扩展系统电压和容量，实现工业化生产。模块化多电平变换器驱动高速永磁电机，无需通过大容量变压器，即可实现低耐压开关实现高压多电平输出，等效开关频率高，波形更接近正弦波，可以降低系统损耗。

[0003] 对于数字控制技术，传统的电机驱动控制器设计往往采用零阶保持器的方法，假设在一个周期内，系统的电压、电流等参数保持不变，然后在频域内设计控制器。而对于基于模块化多电平变换器的电机驱动系统，数据量大，尤其到高频阶段，一个采样周期内参数保持不变的假设已经不成立。需要建立更精确的数学模型，根据模型的状态方程，设计相应的控制器。

发明内容

[0004] 发明目的：提供一种基于模块化多电平变换器(MMC)的电机驱动系统及其离散控制方法，以解决现有技术的不足。

[0005] 技术方案：本发明的基于模块化多电平变换器的电机驱动系统，包括模块化多电平变换器和电机，所述模块化多电平变换器的输出端连接电机；

[0006] 其中，模块化多电平变换器包括三相，各相均包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂均包括串联连接的N个相同的子模块SMi，i＝1,2,...,N和一个桥臂电感L，所述上桥臂的第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连，上桥臂最后一个子模块的输出端通过上桥臂电感和下桥臂电感与下桥臂第一个子模块的输入端连接；所述每一相的上桥臂和下桥臂电感的连接点为模块化多电平变换器的输出端，三个输出端与电机三相相连。

[0007] 进一步的，所述子模块为半桥模块，包括大功率可控电力电子开关T1和T2、两个二极管以及电容C，其中，T1和T2分别反并联一个二极管，然后串联，最后与电容C并联连接。

[0008] 进一步的，所述大功率可控电力电子开关T1和T2为绝缘栅双极型晶体管。

[0009] 进一步的，所述上桥臂和下桥臂子模块数目分别为偶数。

[0010] 另一实施例，一种基于模块化多电平变换器的电机驱动系统离散控制方法，包括以下步骤：

[0011] (1)建立MMC输出数学模型方程

[0012] 根据基尔霍夫定律，桥臂电压可表示为：

[0013]

[0014] 其中，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，Ls为电机绕组电感，Rs为电机绕组电阻，ej为电机各相反电势，j＝a,b,c；

[0015] 所以，由桥臂电压数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：

[0016]

[0017] 定义 则MMC输出数学模型方程为：

[0018]

[0019] (2)将MMC输出数学模型方程(2)进行Clarke、Park变换，得到dq坐标系下MMC输出数学模型：

[0020]

[0021] 其中，vd、vq分别为vj变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，ed、eq分别为ej变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，id、iq分别为ij变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量；

[0022] 根据MMC输出数学模型方程(4)，可得：

[0023]

[0024] 其中，ωe为电机角速度；

[0025] 将(5)离散化建立离散域模型：

[0026]

[0027] 其中，

[0028]

[0029]

[0030]

[0031] 其中，id(tn)、iq(tn)分别为tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流，vd(tn)、vq(tn)分别为tn时刻计算得到的d轴和q轴电压，ed(tn)、eq(tn)分别为tn时刻电机d轴和q轴反电势，Ts为电流环采样周期，ωe为电机角速度；

[0032] (3)MMC电流环设计

[0033] 离散控制器设计如下：

[0034]

[0035] 其中， 分别为d轴和q轴电流指令值，K为控制系数，进一步可得到z域下传递函数：

[0036]

[0037] 其中，Id为id(tn+Ts)在Z域下的表达形式， 为 在Z域下的表达形式，为了保证系统稳定性，且所有极点都在单位圆内，所以K的范围为0

[0038] 通过式(6)与(10)，可得：

[0039]

[0040] 所以，

[0041]

[0042] 故MMC在dq坐标系下tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流id(tn)、iq(tn)与下一时刻d轴和q轴输出电压vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)关系为：

[0043]

[0044] 其中，

[0045]

[0046]

[0047]

[0048] ΦPM为电机永磁磁链；

[0049] (4)将vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)通过dq/abc变换，得到三相输出电压va(tn+Ts)、vb(tn+Ts)和vc(tn+Ts)，作为MMC的三相调制信号，对MMC进行载波移相调制。

[0050] 有益效果：与现有的技术相比，本发明对基于模块化多电平变换器的电机驱动系统进行离散化，建立了离散数学模型，根据数字信号处理器延时一拍特性，设计了驱动系统离散控制器，实现电机多电平驱动下稳定运行。其离散控制方法具有以下优点：

[0051] (1)模块化多电平每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块承受电压为Vdc/N(Vdc为直流母线电压)，对于中高压大功率场合，降低了对电力电子开关器件的规格要求，易于实现系统扩容；

[0052] (2)模块化多电平变换器等效开关频率高，降低了电机对开关器件高开关频率的要求和系统损耗，节省硬件资源；

[0053] (3)设计的离散控制器，动态特性强，适用于采用数字信号处理器的实际运行；

[0054] (4)实现基于MMC的电机驱动系统稳定运行，可靠性高。

附图说明

[0055] 图1是基于模块化多电平变换器的电机驱动系统拓扑图；

[0056] 图2是基于模块化多电平变换器的电机驱动系统电路图；

[0057] 图3是数字信号处理器离散采样与占空比更新示意图。

具体实施方式

[0058] 下面结合附图对本发明作进一步的描述。

[0059] 图1为基于模块化多电平变换器的电机驱动系统拓扑图，由模块化多电平变换器和电机构成，且模块化多电平变换器的输出端连接电机。其中，模块化多电平变换器包括A、B和C三相，每相由上桥臂、下桥臂和桥臂电感L串联组成，上、下桥臂各包括N个子模块SM1～SMn，为使模块化多电平变换器能输出零电平，桥臂子模块数目为偶数；上、下桥臂电感L的连接点是模块化多电平变换器的交流侧电气接口，三个交流节点对外连接电机，且所有子模块SM1～SMn的电路拓扑相同，均为半桥模块。

[0060] 其中，每个子模块中包括大功率可控电力电子开关T1和T2，T1和T2可以为绝缘栅双极型晶体管(简称IGBT)；T1、T2的反并联二极管；子模块直流电容C；每个子模块为半桥结构；开关器件T1和T2分别反并联一个二极管，然后串联，再与电容C并联。上桥臂和下桥臂均由N个子模块串联构成，上桥臂第一个子模块的输入端和下桥臂最后一个子模块的输出端分别与直流母线相连，上一子模块的输出端与下一子模块的输入端相连。

[0061] 一种基于模块化多电平变换器的电机驱动系统离散控制的方法，包括建立MMC输出数学模型方程，离散化建立离散域模型，设计离散控制器，根据当前时刻采样得到的电流，计算出下一时刻所需的MMC的调制电压信号，对MMC进行载波移相调制。具体包括以下步骤：

[0062] (1)建立MMC输出数学模型方程

[0063] 图2为基于模块化多电平变换器的电机驱动系统电路图，根据基尔霍夫定律，桥臂电压可表示为：

[0064]

[0065] 其中，E为直流母线电压，vpj、vnj分别为j相上、下桥臂电压，ipj、inj分别为j相上、下桥臂电流，ij为交流侧j相电流，L为桥臂电感，Ls为电机绕组电感，Rs为电机绕组电阻，ej为电机各相反电势，j＝a,b,c。

[0066] 所以，由桥臂电压数学模型方程可以得到MMC输出数学模型方程：

[0067]

[0068] 定义 则MMC输出数学模型方程为：

[0069]

[0070] (2)将MMC输出数学模型方程(2)进行Clarke、Park变换，得到dq坐标系下MMC输出数学模型：

[0071]

[0072] 其中，vd、vq分别为vj变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，ed、eq分别为ej变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量，id、iq分别为ij变换到dq坐标系下的d轴和q轴分量。

[0073] 图3为数字信号处理器离散采样与占空比更新示意图，载波周期起点tn时刻进行电流采样，该采样电流值经过运算得到的占空比会在下个采样点tn+Ts时刻进行更新，即存在一个载波周期(电流环采样周期)的延迟。

[0074] 根据连续时间域下的状态空间方程：

[0075]

[0076] 其中，X(t)为n维状态矢量，U(t)为r×1输入列矢量，A为n×n方阵，B为n×r控制矩阵。

[0077] 并将其离散化，可得：

[0078] X(tn+Ts)＝F(Ts)X(tn)+G(Ts)V   (6)；

[0079] 其中，F(Ts)为m×n输出矩阵，G(Ts)为m×r直接传递阵。

[0080] 将式(4)改写为：

[0081]

[0082] 其中，ωe为电机角速度。

[0083] 将式(7)离散化建立离散域模型：

[0084]

[0085] 其中，

[0086]

[0087]

[0088]

[0089] 其中，id(tn)、iq(tn)分别为tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流，vd(tn)、vq(tn)分别为tn时刻计算得到的d轴和q轴电压，ed(tn)、eq(tn)分别为tn时刻电机d轴和q轴反电势，Ts为电流环采样周期，ωe为电机角速度。

[0090] (3)MMC电流环设计

[0091] 离散控制器设计如下：

[0092]

[0093] 其中， 分别为d轴和q轴电流指令值，K为控制系数，进一步可得到z域下传递函数：

[0094]

[0095] 其中，Id为id(tn+Ts)在Z域下的表达形式， 为 在Z域下的表达形式，为了保证系统稳定性，且所有极点都应在单位圆内，所以K的范围为0

[0096] 通过式(8)与(12)，可得：

[0097]

[0098] 所以，

[0099]

[0100] 故MMC在dq坐标系下tn时刻采样计算得到的d轴和q轴电流id(tn)、iq(tn)与下一时刻d轴和q轴输出电压vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)关系为：

[0101]

[0102] 其中，

[0103]

[0104]

[0105]

[0106] ΦPM为电机永磁磁链。

[0107] (4)将vd(tn+Ts)、vq(tn+Ts)通过dq/abc变换，得到三相输出电压va(tn+Ts)、vb(tn+Ts)和vc(tn+Ts)，即为MMC的三相调制信号。

[0108] 将得到的下一时刻所需的va(tn+Ts)、vb(tn+Ts)和vc(tn+Ts)作为MMC的调制信号，对MMC进行载波移相调制，从而实现在采用数字信号处理器的实际工程应用中，用于电机驱动系统的模块化多电平变换器稳定运行。

[0109] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。