单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方法及装置

摘要

本发明公开了一种单电感双输出开关变换器电压型‑电容电流纹波混合控制方法及装置。电压型控制器CTR1检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Voa,产生控制脉冲Vgs1,用以控制单电感双输出开关变换器中支路开关管S1的导通与关断；电容电流纹波控制器CTR2检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Vob、a路电容电流Ic1和b路电容电流Ic2,产生控制脉冲Vgs2,用以控制单电感双输出开关变换器中主开关管S2的导通与关断。本发明的有益效果在于，单电感双输出开关变换器在负载发生变化时，能快速调节主开关管的控制脉冲，输出电压超调量小，调节时间短，变换器的负载瞬态性能较好；在输出支路负载发生变化时，能有效地减小一路输出支路的交叉影响。

权利要求

1.单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方法，其特征在于，电压型控制器CTR1检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Voa,产生控制脉冲Vgs1,用以控制单电感双输出开关变换器中支路开关管S1的导通与关断；电容电流纹波控制器CTR2检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Vob、a路电容电流Ic1和b路电容电流Ic2,产生控制脉冲Vgs2,用以控制单电感双输出开关变换器中主开关管S2的导通与关断。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制脉冲Vgs1的生成方法为：输出电压Voa和电压基准值Vref1经过误差放大器EAP1产生放大的误差信号Vc1送入比较器CMP1的正输入端，锯齿波发生器STH产生的锯齿波Vm送入比较器CMP1的负输入端，Vc1和Vm通过比较器CMP1生成控制脉冲Vgs1；所述控制脉冲Vgs2的生成方法为：输出电压Vob和电压基准值Vref2经过误差放大器EAP2产生放大的误差信号Vc2送入比较器CMP2的负输入端，电容电流Ic1和电容电流Ic2经过加法器ADD得到总的电容电流Ic送入比较器CMP2的正输入端；Ic和Vc2的比较结果送入RS触发器TGR的R端，控制主开关管S2的关断；时钟信号CLK送入RS触发器TGR的S端，控制主开关管S2的导通。

3.单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制装置，其特征在于：包括电压型控制器CTR1和电容电流纹波控制器CTR2；

所述电压型控制器CTR1包括依次相连的电压检测电路VS1、误差放大器EAP1、比较器CMP1和驱动电路DR1，以及连接到CMP1的锯齿波发生器STH；EAP1还连接基准电压Vref1；

所述电容电流纹波控制器CTR2包括依次相连的电压检测电路VS2、误差放大器EAP2、比较器CMP2、RS触发器TGR和驱动电路DR2；还包括分别连接到加法器ADD的电容电流检测电路IS1和电容电流检测电路IS2，ADD还连接到CMP2；EAP2还连接基准电压Vref2，TGR还连接时钟信号CLK；

所述VS1、VS2、IS1、IS2、DR1和DR2分别连接到所述单电感双输出开关变换器。

4.如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述单电感双输出开关变换器为Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器或Bipolar变换器。

说明书

单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方

法及装置

技术领域

[0001] 本发明涉及开关变换器技术领域，特别是一种单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方法及装置。

背景技术

[0002] 随着智能手机、平板电脑等便携式电子产品的广泛普及，用户对其供电电源的体积、成本及效率的要求越来越高。研究表明，单电感双输出开关变换器能为智能手机、平板电脑等便携式电子产品提供两路独立的供电电源，减少了电感及控制芯片的数量，有效地减小了电源体积，降低了制作成本，提高了转换效率，从而受到学术界和工业界越来越多的关注。

[0003] 传统的电压型-峰值电流混合控制，其控制思想是：控制电路包括电压型控制电路和峰值电流控制电路，电压型控制电路将检测的输出电压与基准电压进行比较，输出的误差信号经过误差放大器补偿后得到放大的误差电压，放大的误差电压与锯齿波电压经比较器比较输出控制信号，控制主电路支路开关管。峰值电流控制电路包括电压控制环和电流控制环，电压控制环采样另一路输出电压与基准电压进行比较，输出的误差信号经过误差放大器补偿后得到放大的误差电压。电流控制环将采样的电感电流与放大的误差电压通过比较器比较，比较结果和时钟信号分别作为RS触发器R端和S端的输入信号，RS触发器Q端输出控制信号，控制主电路主开关管。该方法用于单电感双输出变换器，具有输出支路间交叉影响严重，负载瞬态响应速度慢的缺点。

发明内容

[0004] 本发明的目的是提供一种单电感双输出开关变换器的控制方法及装置，使之同时具有较好的负载瞬态性能和较小的输出交叉影响，并适用于单电感双输出开关变换器的多种拓扑结构。

[0005] 实现本发明目的的技术方案如下：

[0006] 单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方法，电压型控制器CTR1检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Voa,产生控制脉冲Vgs1,用以控制单电感双输出开关变换器中支路开关管S1的导通与关断；电容电流纹波控制器CTR2检测所述单电感双输出开关变换器输出电压Vob、a路电容电流Ic1和b路电容电流Ic2,产生控制脉冲Vgs2,用以控制单电感双输出开关变换器中主开关管S2的导通与关断。

[0007] 进一步地，所述控制脉冲Vgs1的生成方法为：输出电压Voa和电压基准值Vref1经过误差放大器EAP1产生放大的误差信号Vc1送入比较器CMP1的正输入端，锯齿波发生器STH产生的锯齿波Vm送入比较器CMP1的负输入端，Vc1和Vm通过比较器CMP1生成控制脉冲Vgs1；所述控制脉冲Vgs2的生成方法为：输出电压Vob和电压基准值Vref2经过误差放大器EAP2产生放大的误差信号Vc2送入比较器CMP2的负输入端，电容电流Ic1和电容电流Ic2经过加法器ADD得到总的电容电流Ic送入比较器CMP2的正输入端；Ic和Vc2的比较结果送入RS触发器TGR的R端，控制主开关管S2的关断；时钟信号CLK送入RS触发器TGR的S端，控制主开关管S2的导通。

[0008] 单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制装置，包括电压型控制器CTR1和电容电流纹波控制器CTR2；所述电压型控制器CTR1包括依次相连的电压检测电路VS1、误差放大器EAP1、比较器CMP1和驱动电路DR1，以及连接到CMP1的锯齿波发生器STH；EAP1还连接基准电压Vref1；所述电容电流纹波控制器CTR2包括依次相连的电压检测电路VS2、误差放大器EAP2、比较器CMP2、RS触发器TGR和驱动电路DR2；还包括分别连接到加法器ADD的电容电流检测电路IS1和电容电流检测电路IS2，ADD还连接到CMP2；EAP2还连接基准电压Vref2，TGR还连接时钟信号CLK；所述VS1、VS2、IS1、IS2、DR1和DR2分别连接到所述单电感双输出开关变换器。

[0009] 进一步地，所述单电感双输出开关变换器为Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器或Bipolar变换器。

[0010] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：

[0011] 一、与现有的电压型-峰值电流混合控制单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在负载发生变化时，能快速调节主开关管的控制脉冲，输出电压超调量小，调节时间短，变换器的负载瞬态性能较好。

[0012] 二、与现有的电压型-峰值电流混合控制单电感双输出开关变换器相比，本发明的单电感双输出开关变换器在输出支路负载发生变化时，能有效地减小一路输出支路的交叉影响。

附图说明

[0013] 图1为本发明的系统结构图。

[0014] 图2为本发明采用Buck变换器时的电路结构图。

[0015] 图3为本发明采用Buck变换器时的电感电流和开关器件控制脉冲的波形图。其中，图3a为本发明在d1d2即电感电流升-降-降连续导电模式时，电感电流和开关器件控制信号波形。

[0016] 图4为本发明和电压型-峰值电流混合控制单电感双输出开关变换器分别在输出支路a和b负载变化时的瞬态时域仿真波形。其中，图4a为电压型-峰值电流混合控制单电感双输出开关变换器在输出支路a负载变化时的瞬态响应波形；图4b为本发明在输出支路a负载变化时的瞬态响应波形；图4c为电压型-峰值电流混合控制单电感双输出开关变换器在输出支路b负载变化时的瞬态响应波形；图4d为本发明在输出支路b负载变化时的瞬态响应波形。

具体实施方式

[0017] 电压型-电容电流纹波混合控制，其基本思想是：控制电路包括电压型控制电路和电容电流纹波控制电路，电压型控制电路同上述分析，用来控制主电路支路开关管。电容电流纹波控制电路同样包括电压控制环和电流控制环，电压控制环采样输出电压与基准电压进行比较，输出的误差信号经过误差放大器补偿后得到放大的误差电压。电流控制环将采样的电容电流与放大的误差电压通过比较器比较，比较结果和时钟信号分别作为RS触发器R端和S端的输入信号，RS触发器Q端输出控制信号，控制主电路主开关管。电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出变换器具有输出交叉影响小，负载瞬态性能好的优点。

[0018] 下面结合附图对本发明作进一步详细的说明。

[0019] 如图1所示，单电感双输出开关变换器电压型-电容电流纹波混合控制方法及其装置，由变换器TD和开关管S1、S2的控制装置组成。其控制装置主要由电压型控制器CTR1和电容电流纹波控制器CTR2组成。电压型控制器CTR1由电压检测电路VS1、基准电压Vref1、误差放大器EAP1、锯齿波发生器STH、比较器CMP1、驱动电路DR1组成；电容电流纹波控制器CTR2由电压检测电路VS2、电容电流检测电路IS1、电容电流检测电路IS2、加法器ADD、基准电压Vref2、误差放大器EAP2、比较器CMP2、RS触发器TGR、驱动电路DR2、时钟信号CLK组成。其中，电压检测电路VS1、VS2分别用于获取输出电压Voa、Vob，电容电流检测电路IS1、IS2分别用于获取电容电流Ic1、Ic2，加法器ADD用于获取总的电容电流，误差放大器EAP1、EAP2分别用于获取放大的误差电压Vc1、Vc2，锯齿波发生器STH用于获取锯齿波Vm,比较器CMP2用于获取RS触发器TGR2的R端输入信号，时钟信号CLK作为RS触发器TGR的S端输入信号，RS触发器TGR的Q端输出信号用于得到开关管S2的控制信号，比较器CMP1用于获取开关管S1的控制信号，经由驱动电路DR1、DR2控制开关变换器TD开关管的导通与关断。

[0020] 本例的变换器TD为Buck变换器，其工作过程和原理是：

[0021] 控制装置采用电压型-电容电流纹波混合控制的工作过程和原理是：图2示出，电压型控制器CTR1采样输出电压Voa,与基准电压Vref1的比较结果通过误差放大器EAP1后得到放大的误差电压Vc1；Vc1与锯齿波发生器STH产生的锯齿波Vm通过比较器CMP1,输出控制信号Vgs1控制开关管S1。电容电流纹波控制器CTR2采样输出电压Vob和电容电流Ic1、Ic2；输出电压Vob与基准电压Vref2的比较结果通过误差放大器EAP2后得到放大的误差电压Vc2；电容电流Ic1、Ic2通过加法器ADD得到总的电容电流Ic；Ic与Vc2通过比较器CMP2比较得到RS触发器TGR的R端输入信号，TGR生成主开关管S2的关断信号连接至驱动电路DR2的输入端，DR2的输出端连接至主开关管S2的门极控制端,控制开关管S2的关断。

[0022] 图3示出了图2电路工作于电感电流连续导电模式的工作时序和电感电流波形图。变换器工作时序为图3a时，在d1aTs时间内，S1和S2导通，D1和D2关断，电感电流通过输出支路a以充电斜率(Vin-Voa)/L上升。在(d2a-d1a)Ts时间内，S2和D2导通，S1和D1关断，电感电流通过输出支路b以充电斜率(Vin-Vob)/L继续上升。在(1-d2a)Ts时间内，D1和D2导通，S1和S2关断，电感电流通过输出支路b以放电斜率-Vob/L下降。变换器工作时序为图3b时，在d2bTs时间内，S1和S2导通，D1和D2关断，电感电流通过输出支路a以充电斜率(Vin-Voa)/L上升。在(d1b-d2b)Ts时间内，S1和D1导通，S2和D2关断，电感电流通过输出支路a以放电斜率-Voa/L下降。在(1-d1b)Ts时间内，D1和D2导通，S1和S2关断，电感电流通过输出支路b以放电斜率-Vob/L下降，直至电路进入下一个开关周期。

[0023] 用PSIM仿真软件对本发明的方法进行时域仿真分析，结果如下。

[0024] 图4为采用电压型-峰值电流混合控制和本发明实施于单电感双输出Buck变换器在输出支路负载突变时输出电压和输出电流的时域仿真波形图，图4a、图4b分别对应电压型-峰值电流混合控制和电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck变换器输出支路a负载变化时输出电压和输出电流的时域仿真波形，图4c、图4d分别对应电压型-峰值电流混合控制和电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck变换器输出支路b负载变化时输出电压和输出电流的时域仿真波形。图4a、图4b中，电压型-峰值电流混合控制单电感双输出Buck变换器和电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck变换器输出支路a的输出电流Ioa从1A突变到1.5A，输出支路b的输出电流Ioa为1A时，电压型-峰值电流混合控制单电感双输出输出支路a对输出支路b的交叉影响为200mV；而采用本发明的电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck开关变换器输出支路a对输出支路b的交叉影响约50mV。图4c、图4d中，电压型-峰值电流混合控制单电感双输出Buck变换器和电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck变换器输出支路b的输出电流Iob从1A突变到1.5A，输出支路a的输出电流Ioa为1A时，电压型-峰值电流混合控制单电感双输出Buck变换器输出支路b的输出电压Vob经过约3ms后进入新的稳态，超调量为200mV；而采用本发明的电压型-电容电流纹波混合控制单电感双输出Buck变换器的瞬态调节时间很短，超调量为50mV。可见本发明的开关变换器的输出支路b输出电压瞬态超调量小，调节时间短，负载瞬态性能好,且输出支路a对输出支路b的交叉影响小。图4的仿真条件为输入电压Vin＝10V，基准电压Vref1＝1.8V、Vref2＝3.3V，电感L＝100μH，电容C1＝470μF、C2＝220μF，负载电阻Ra＝1.8Ω、Rb＝
3.3Ω。

[0025] 本发明中，变换器TD也可以为Boost变换器、Buck-Boost变换器或Bipolar变换器。