一种谐波补偿式能馈电子模拟负载

摘要

本发明公开了一种谐波补偿式能馈电子模拟负载，包括被测电源、模拟负载模块、直流母线、储能电容、DC/AC逆变电路、DSP控制器、PWM驱动电路、电压传感器和两组TA电流变送器模块，模拟负载模块的输入端与被测电源的输出端连接；模拟负载模块的输出端经直流母线与DC/AC逆变电路的输入端连接；DC/AC逆变电路的输出端与被测电源的输入端连接；直流母线上接有储能电容。模拟负载模块模拟被测电源的负载特性，DC/AC逆变电路输出的三相电流与电网输入的三相电流叠加，并为被测电源提供电能，从而实现能量回馈及谐波补偿。本发明不仅能够实现被测电源负载特性的模拟，还不需通过并网实现能馈，同时减小了电网输入的电流及其谐波含量。

权利要求

1.一种谐波补偿式能馈电子模拟负载，其特征在于：包括被测电源、模拟负载模块、直流母线、储能电容、DC/AC逆变电路、DSP控制器、PWM驱动电路、电压传感器和两组TA电流变送器模块；所述模拟负载模块的正极输入端接被测电源的正极输出端，负极输入端接被测电源的负极输出端；所述模拟负载模块的输出端和DC/AC逆变电路的输入端通过直流母线连接，所述储能电容跨接在直流母线正、负极；所述DC/AC逆变电路的三相输出端A、B、C分别与被测电源的三相输入端A、B、C对应连接，并形成汇合点U、V、W；其中一组TA电流变送器模块串联在汇合点U、V、W与被测电源的三相输入端A、B、C之间；另外一组TA电流变送器模块串联在DC/AC逆变电路的三相输出端A、B、C与汇合点U、V、W之间；所述电压传感器并联在储能电容的正、负极；所述两组TA电流变送器模块的采集信号和电压传感器的采集信号传送至DSP控制器；所述DSP控制器产生的PWM控制信号经PWM驱动电路隔离放大后接至DC/AC逆变电路的开关器件的门极。

2.根据权利要求1所述的一种谐波补偿式能馈电子模拟负载，其特征在于：所述模拟负载模块由BOOST升压电路、霍尔电流传感器LEM、DSP控制器、PWM驱动电路和给定的模拟负载电流组成；所述BOOST升压电路的输入端和输出端分别为模拟负载模块的输入端和输出端；

所述霍尔电流传感器LEM串联在BOOST升压电路的正极输入端；所述霍尔电流传感器LEM的采集信号和给定的模拟负载电流信号传送至DSP控制器；所述DSP控制器产生的PWM控制信号经PWM驱动电路隔离放大后接至BOOST升压电路的开关器件的门极。

3.根据权利要求1所述的一种谐波补偿式能馈电子模拟负载，其特征在于：所述DC/AC逆变电路由三相桥式逆变器和三相交流LC滤波器组成；所述三相桥式逆变器的输入端为DC/AC逆变电路的输入端；所述三相桥式逆变器的输出端连接三相交流LC滤波器的输入端；

所述三相交流LC滤波器的输出端为DC/AC逆变电路的输出端。

说明书

一种谐波补偿式能馈电子模拟负载

技术领域

[0001] 本发明涉及电子负载的技术领域，尤其是指一种谐波补偿式能馈电子模拟负载。

背景技术

[0002] 电子模拟负载主要用于替代并模拟电源实际负载来测试电源的各种性能，现有的能馈式电子模拟负载主要以逆变并网方式回馈能量，但并网会增加硬件、软件成本，而且被测电源产生的谐波干扰只能通过外加谐波补偿装置来消除，也会增加成本。

发明内容

[0003] 本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种合理可靠的谐波补偿式能馈电子模拟负载，能有效解决现有的能馈型电子模拟负载需通过并网实现能馈及被测电源可能存在谐波干扰问题，明显降低成本。

[0004] 为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种谐波补偿式能馈电子模拟负载，包括被测电源、模拟负载模块、直流母线、储能电容、DC/AC逆变电路、DSP控制器、PWM驱动电路、电压传感器和两组TA电流变送器模块；所述模拟负载模块的正极输入端接被测电源的正极输出端，负极输入端接被测电源的负极输出端；所述模拟负载模块的输出端和DC/AC逆变电路的输入端通过直流母线连接，所述储能电容跨接在直流母线正、负极；所述DC/AC逆变电路的三相输出端A、B、C分别与被测电源的三相输入端A、B、C对应连接，并形成汇合点U、V、W；其中一组TA电流变送器模块串联在汇合点U、V、W与被测电源的三相输入端A、B、C之间；另外一组TA电流变送器模块串联在DC/AC逆变电路的三相输出端A、B、C与汇合点U、V、W之间；所述电压传感器并联在储能电容的正、负极；所述两组TA电流变送器模块的采集信号和电压传感器的采集信号传送至DSP控制器；所述DSP控制器产生的PWM控制信号经PWM驱动电路隔离放大后接至DC/AC逆变电路的开关器件的门极。

[0005] 所述模拟负载模块由BOOST升压电路、霍尔电流传感器LEM、DSP控制器、PWM驱动电路和给定的模拟负载电流组成；所述BOOST升压电路的输入端和输出端分别为模拟负载模块的输入端和输出端；所述霍尔电流传感器LEM串联在BOOST升压电路的正极输入端；所述霍尔电流传感器LEM的采集信号和给定的模拟负载电流信号传送至DSP控制器；所述DSP控制器产生的PWM控制信号经PWM驱动电路隔离放大后接至BOOST升压电路的开关器件的门极。

[0006] 所述DC/AC逆变电路由三相桥式逆变器和三相交流LC滤波器组成；所述三相桥式逆变器的输入端为DC/AC逆变电路的输入端；所述三相桥式逆变器的输出端连接三相交流LC滤波器的输入端；所述三相交流LC滤波器的输出端为DC/AC逆变电路的输出端。

[0007] 本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

[0008] 本发明的DC/AC逆变电路的三相输出电流是以补偿电网的三相输入电流的方式回馈到被测电源的输入端并完全流入被测电源，而非把能量输送给电网，即本发明并非以并网形式实现电能回馈。因此，本发明不仅能够实现被测电源负载特性的模拟，还不需通过并网实现能馈，同时也减小了电网输入的电流及其谐波含量，从而提高了功率因数。

附图说明

[0009] 图1是本发明的电子模拟负载的系统示意图。

[0010] 图2是本发明实施例的模拟负载模块的电路原理图。

[0011] 图3是本发明实施例的DC/AC逆变电路及其控制环路原理图。

[0012] 图4是本发明实施例的DC/AC逆变电路能量回馈和谐波补偿控制算法框图。

具体实施方式

[0013] 下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

[0014] 如图1所示，本实施例所提供的谐波补偿式能馈电子模拟负载，包括被测电源103、模拟负载模块104、直流母线、储能电容Ci、DC/AC逆变电路105、DSP控制器107、PWM驱动电路108、电压传感器106和两组TA电流变送器模块101、102。所述模拟负载模块104的正极输入端接被测电源103的正极输出端，负极输入端接被测电源103的负极输出端；所述模拟负载模块104的输出端和DC/AC逆变电路105的输入端通过直流母线连接，所述储能电容Ci跨接在直流母线正、负极；所述DC/AC逆变电路105的三相输出端A、B、C分别与被测电源103的三相输入端A、B、C对应连接，并形成汇合点U、V、W；其中一组TA电流变送器模块101串联在汇合点U、V、W与被测电源103的三相输入端A、B、C之间；另外一组TA电流变送器模块102串联在DC/AC逆变电路105的三相输出端A、B、C与汇合点U、V、W之间；所述电压传感器106并联在储能电容Ci的正、负极；所述两组TA电流变送器模块101、102的采集信号和电压传感器106的采集信号传送至DSP控制器107；所述DSP控制器107产生的PWM控制信号经PWM驱动电路108隔离放大后接至DC/AC逆变电路105的开关器件的门极。

[0015] 在本实施例中，图1的被测电源103为输入端采用三相不控整流和LC滤波结构的直流稳压电源，其输出电压Vo低于三相交流电网的线电压；图1的TA电流变送器模块101、102均使用霍尔电流传感器LEM模块，其初次级电流比为2000:1；图1的直流母线上的储能电容Ci由图2的升压电路204的电容Cf替代，其两端的电压为直流母线电压Vi；图1的DSP控制器107的型号为TMS320F2812。

[0016] 如图2所示，电感Lf、开关元件Q、二极管Df及储能电容Cf共同构成BOOST升压电路204；储能电容Cf两端电压为模拟负载模块104的输出电压Vi(即直流母线电压)；iref为给定的模拟负载电流；if为电流传感器LEM201输出的电感Lf中的负载电流；储能电容Cf取值为
330μF，此电容容量不宜过大，否则上电时会产生过大的充电电流冲击；电感Lf取值为
0.5mH；电流传感器LEM201的初次级电流比为2000:1。

[0017] 如图3所示，为本发明实施例的DC/AC逆变电路及其控制环路原理图，包括三相桥式逆变器301、三相交流LC滤波器302、PWM驱动电路108、DSP控制器107以及两组霍尔电流传感器LEM模块101、102；三相桥式逆变器301由6个开关元件Q1～Q6组成，三相交流LC滤波器302由电感La、Lb、Lc及电容Ca、Cb、Cc组成，电容Ca、Cb、Cc采用星型连接。三相交流LC滤波器302的三个滤波电感La、Lb、Lc均取值为1mH，三个滤波电容Ca、Cb、Cc均取值为47nF。

[0018] 如图4所示，为本发明实施例的DC/AC逆变电路能量回馈和谐波补偿控制算法框图，即图1中DSP控制器107的内部算法框图，包括基波分离算法401、PI控制算法402以及PWM发生器403。其中， 为被测电源103的三相输入电流 经过基波分离算法401分离的基波电流；θ为调制基波电流幅值的参数， Vmin和Vmax分别为直流
母线电压Vi的最小值和最大值； 为基波电流 经参数θ调制后的电
流；ia_ref、ib_ref、ic_ref为被测电源103的三相输入电流 与经参数θ调制后的电流之间的差值电流。

[0019] 特别地，本实施例中，最小值Vmin为650V，最大值Vmax为750V；基波分离算法401采用ip-iq分离算法。

[0020] 本实施例的上述谐波补偿式能馈电子模拟负载的工作原理，具体如下：

[0021] 当被测电源103不工作时，电网通过图1的DC/AC逆变电路105给储能电容Ci(即图2中的电容Cf)充电，可见上电后储能电容Ci两端电压Vi近似等于电网线电压峰值。

[0022] 当被测电源103正常工作时，其输出电压为Vo，而其输出电流受图2的模拟负载模块104控制。图2的DSP控制器202根据电流传感器LEM201检测并传送的负载电流if信号和给定的模拟负载电流iref信号，结合PI控制算法由PWM发生器产生PWM控制信号，经PWM驱动电路203控制开关元件Q的通断，使得负载电流if信号跟随给定的模拟负载电流iref信号变化，即要求负载电流if等于给定的模拟负载电流iref，从而实现被测电源103的输出负载电流符合给定的模拟负载电流iref特性。同时，升压电路204将被测电源103输出的电压升高到DC/AC逆变电路105所需的直流母线电压范围，使得DC/AC逆变电路105能够输出电流，从而抵消或补偿电网提供给被测电源103的电流。

[0023] 基于图4的控制算法原理图，图1的DSP控制器107根据电压传感器106检测输出的直流母线电压Vi信号、霍尔电流传感器LEM模块101检测输出的被测电源103的三相输入电流 信号及霍尔电流传感器LEM模块102检测输出的DC/AC逆变电路105的三相输出电流ia、ib、ic信号来控制图3的三相桥式逆变器301，即通过PWM驱动电路108来控制6个开关元件Q1～Q6的通断，使得存储在直流母线上的电能以DC/AC逆变电路105的三相输出电流ia、ib、ic的形式跟踪经调制得出的差值电流ia_ref、ib_ref、ic_ref，并回馈到被测电源103的输入端，与电网的三相输入电流iA、iB、iC叠加，共同为被测电源103提供能量，减小电网的输入电流并抵消其中的谐波分量。

[0024] 图4的控制算法是本实施例中提出的能量回馈和谐波补偿的控制算法，具体工作原理步骤如下：

[0025] 1)被测电源103的三相输入电流 的检测信号输入到DSP控制器107后，经ip-iq分离算法分离出基波电流 同时直流母线电压Vi经式子 转换后，产生调制基波电流幅值的参数θ。

[0026] 2)被测电源103的三相输入电流 与经参数θ调制后的电流的差值产生将要跟踪的差值电流ia_ref、ib_ref、ic_ref。

[0027] 3)差值电流ia_ref、ib_ref、ic_ref与DC/AC逆变电路105的三相输出电流ia、ib、ic的差值经DSP控制器108的PI控制算法调节之后，由PWM发生器402输出6路PWM控制信号，经PWM驱动电路控制DC/AC逆变电路105的6个开关元件Q1～Q6的通断，使DC/AC逆变电路105的三相输出电流ia、ib、ic跟踪差值电流ia_ref、ib_ref、ic_ref的变化，达到能量回馈和谐波补偿的目的。

[0028] 4)此外，直流母线电压Vi由参数θ间接控制在[Vmin,Vmax]之间。特别地，当Vi≤Vmin时，则θ≥1，储能电容Cf中的电能只能抵消电网的谐波电流，不足以补偿基波电流，故需要额外从电网输入能量供被测电源使用，更恶劣的情况是不能实现逆变输出；当Vi≥Vmax时，则θ≤0，储能电容Cf中的电能不仅能够抵消所有的电网输入电流，还有可能向电网回馈能量，但这种情况不能持续太久。值得说明的是，一方面，实际上电路元器件消耗能量，所以直流母线电压在稳定之后基本不可能达到最大值；另一方面，逆变器处于逆变状态所需的直流母线电压不能太低。所以系统在稳定之后，直流母线电压基本维持在[Vmin,Vmax]之间。

[0029] 以上所述实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。