一种无线能量传输控制方法转让专利
申请号 : CN201711351897.2
文献号 : CN108011453B
文献日 : 2019-07-26
发明人 : 朱桂杰 , 唐仙 , 麦宋平 , 王志华
申请人 : 清华大学深圳研究生院
摘要 :
一种无线能量传输控制方法，包括以下步骤：S1、根据预先获取的WPT系统参数所确定的最优占空比Dopt以及VR值，计算阈值r0和r1，其中VR为系统在2X模式下的电压增益与1X模式下的电压增益之比；S2、对于待控制的WPT系统，测量出待控制的WPT系统在1X和2X模式下的电压增益A1Xx和A2Xx，得到其电压增益比VRx，即VRx＝A2Xx/A1Xx；S3、比较电压增益比VRx和阈值r0、r1，如果VRx≤r0，调节发射端供电电压Vp使得工作占空比为0；如果r0
权利要求 :
1.一种无线能量传输控制方法，其特征在于,包括以下步骤：
S1、根据预先获取的WPT系统参数所确定的最优占空比Dopt以及VR，计算阈值r0和r1，其中VR为系统在2X模式下的电压增益与1X模式下的电压增益之比；
S2、对于待控制的WPT系统，测量出待控制的WPT系统在1X和2X模式下的电压增益A1Xx和A2Xx，得到其电压增益比VRx，即VRx＝A2Xx/A1Xx；
S3、比较电压增益比VRx和阈值r0、r1，如果VRx≤r0，调节发射端供电电压Vp使得工作占空比为0；如果r0
2.如权利要求1所述的无线能量传输控制方法，其特征在于,步骤S1中，取最优占空比Dopt分别为0和50％区域边界线上的VR值的平均值，作为r0值；取最优占空比Dopt为50％和1两区域的边界线上的VR值的平均值，作为r1值。
3.如权利要求1或2所述的无线能量传输控制方法，其特征在于,步骤S2中，固定发射端供电电压Vp，然后使接收端整流器分别工作在1X和2X模式，测量对应的整流输出电压V1X和V2X，根据整流输出电压V1X和V2X确定电压增益比VRx＝A2Xx/A1Xx＝V2X/V1X。
4.如权利要求1至2任一项所述的无线能量传输控制方法，其特征在于,步骤S1中，使用MATLAB计算r0和r1值、最优占空比Dopt以及VR值。
5.如权利要求1至2任一项所述的无线能量传输控制方法，其特征在于,所述WPT系统为基于可重配置整流器的串联-并联谐振WPT系统。
6.如权利要求1至2任一项所述的无线能量传输控制方法，其特征在于,所述WPT系统为植入式医疗中使用的WPT系统。
7.一种植入式医疗系统中的无线能量传输控制方法，其特征在于,使用如权利要求1至
6任一项所述的无线能量传输控制方法控制无线能量的传输。
说明书 :
一种无线能量传输控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种无线能量传输控制方法，本发明的无线能量传输控制方法尤其可以应用于植入式医疗方案中，以提升植入式医疗无线能量传输效率及工作范围。
背景技术
[0002] 无线能量传输(WPT)在植入式医疗方面的应用越来越普遍。通过该技术可以移除植入式设备中的电池，减少设备的体积大小。在大多数应用情况下，WPT系统需要在能量接收端提供一个稳定的电压输出。同时，系统的能量传输效率要尽可能地高，而且系统要有较宽的工作范围，即是能适应耦合、负载情况的较大变化。
[0003] 现有的一种WPT系统设计如文献1：X.Li,X.Meng,C.Y.Tsui and W.H.Ki,"Reconfigurable Resonant Regulating Rectifier With Primary Equalization for Extended Coupling-and Loading-Range in Bio-Implant Wireless Power Transfer,"in IEEE Transactions on Biomedical Circuits and Systems,vol.9,no.6,pp.875-884,Dec.2015,doi:10.1109/TBCAS.2015.2503418，文献1所提出的整流器可以把输出电压调节到设定的额定电压，并且系统效率最高可达62.4％。文献1通过调整发射端的发射电压，以使得整流器工作占空比维持在50％左右。然而，文献1所提出的控制方式依旧有两大缺陷。第一，对于所有的耦合以及负载情况，把占空比固定在50％并不是效率最优的方式。
第二，它的工作范围依旧有限制；因为在某些情况下整流器在2X模式下的电压增益小于1X模式，导致系统无法调节出50％的占空比。
第二，它的工作范围依旧有限制；因为在某些情况下整流器在2X模式下的电压增益小于1X模式，导致系统无法调节出50％的占空比。
[0004] 一个典型的应用于植入式器件的串联-并联谐振WPT系统如图1所示。Vp为发射端供电电压，线圈L1和L2的耦合系数为k，R1和R2分别为L1和L2的寄生电阻，C1和C2为谐振电容，谐振角频率为ω0。系统的负载是RL，从整流器输入端看进去的等效电阻定义为RLeff。
[0005] 在图1所示的系统中，系统效率往往由耦合效率决定(参考文献2：Y.Lu,X.Li,W.H.Ki,C.Y.Tsui and C.P.Yue,"A 13.56MHz fully integrated 1X/2X active rectifier with compensated bias current for inductively powered devices,"2013IEEE International Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers,San Francisco,CA,2013,pp.66-67,doi:10.1109/ISSCC.2013.6487639)。耦合效率的详细分析可以参考文献3：K.V.Schuylenbergh and R.Puers,Inductive Powering:
Basic Theory andApplication to Biomedical Systems.New York:Springer-Verlag,Jul.2009。总的来说耦合效率取决于RLeff，k以及其他系统参数，并且只有当RLeff最优时，系统效率达到最优。另一方面，当使用文献1中的可重配置整流器时，等效输入电阻满足RLeff＝RL/2×(1-3D/4)，其中D为整流器的工作占空比，范围为0～1。该公式表明实际的系统负载RL可以通过变量D变化成最优负载RLeff。在实际系统中，可以通过调节Vp从而得到不同的D，比如在文献1中就是通过调节Vp使得占空比D近似为50％。换句话说，为了在不同RL和k下取得最优效率，可以通过调节Vp使得占空比D最优。文献4：X.Tang,J.Zeng,K.P.Pun,S.Mai,C.Zhang and Z.Wang,"Low-cost Maximum Efficiency Tracking Method for Wireless Power Transfer Systems,"in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.PP,no.99,pp.1-1,doi:10.1109/TPEL.2017.2726085，提出了一个应用于串联-串联谐振WPT系统的最优效率点追踪方法，该方法也是基于占空比优化策略。但是该方法并不能直接应用串联-并联谐振系统，需要找出适合于此应用情形的效率提升方式。
Basic Theory andApplication to Biomedical Systems.New York:Springer-Verlag,Jul.2009。总的来说耦合效率取决于RLeff，k以及其他系统参数，并且只有当RLeff最优时，系统效率达到最优。另一方面，当使用文献1中的可重配置整流器时，等效输入电阻满足RLeff＝RL/2×(1-3D/4)，其中D为整流器的工作占空比，范围为0～1。该公式表明实际的系统负载RL可以通过变量D变化成最优负载RLeff。在实际系统中，可以通过调节Vp从而得到不同的D，比如在文献1中就是通过调节Vp使得占空比D近似为50％。换句话说，为了在不同RL和k下取得最优效率，可以通过调节Vp使得占空比D最优。文献4：X.Tang,J.Zeng,K.P.Pun,S.Mai,C.Zhang and Z.Wang,"Low-cost Maximum Efficiency Tracking Method for Wireless Power Transfer Systems,"in IEEE Transactions on Power Electronics,vol.PP,no.99,pp.1-1,doi:10.1109/TPEL.2017.2726085，提出了一个应用于串联-串联谐振WPT系统的最优效率点追踪方法，该方法也是基于占空比优化策略。但是该方法并不能直接应用串联-并联谐振系统，需要找出适合于此应用情形的效率提升方式。
发明内容
[0006] 本发明的主要目的在于克服现有技术的不足，提出一种简单但有效的无线能量传输控制方法追踪整流器的最优工作占空比，提高WPT系统的能量传输效率以及拓展WPT系统的工作范围。
[0007] 为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
[0008] 一种无线能量传输控制方法，包括以下步骤：
[0009] S1、根据预先获取的WPT系统参数所确定的最优占空比Dopt以及VR值，计算阈值r0和r1，其中VR为系统在2X模式下的电压增益与1X模式下的电压增益之比；
[0010] S2、对于待控制的WPT系统，测量出待控制的WPT系统在1X和2X模式下的电压增益A1Xx和A2Xx，得到其电压增益比VRx，即VRx＝A2Xx/A1Xx；
[0011] S3、比较电压增益比VRx和阈值r0、r1，如果VRx≤r0，调节发射端供电电压Vp使得工作占空比为0；如果r0
[0012] 进一步地：
[0013] 步骤S1中，取最优占空比Dopt分别为0和50％区域边界线上的VR值的平均值，作为r0值；取最优占空比Dopt为50％和1两区域的边界线上的VR值的平均值，作为r1值。
[0014] 步骤S2中，固定发射端供电电压Vp，然后使接收端整流器分别工作在1X和2X模式，测量对应的整流输出电压V1X和V2X，根据整流输出电压V1X和V2X确定电压增益比VRx＝A2Xx/A1Xx＝V2X/V1X。
[0015] 步骤S1中，使用MATLAB计算r0和r1值、最优占空比Dopt以及VR值。
[0016] 所述WPT系统为基于可重配置整流器的串联-并联谐振WPT系统。
[0017] 所述WPT系统为植入式医疗中使用的WPT系统。
[0018] 一种植入式医疗系统中的无线能量传输控制方法，使用所述的无线能量传输控制方法控制无线能量的传输。
[0019] 本发明的有益效果有：
[0020] 本发明提出的无线能量传输控制方法能够提高无线能量传输的系统效率以及系统工作范围。具体地，基于1X/2X可重配置整流器，本发明实施例的仿真结果表明，相比于传统控制方法，本发明的方法可以实现系统效率和工作范围的显著提升。本发明的无线能量传输控制方法尤其可以应用于植入式医疗，从而显著提升植入式医疗无线能量传输效率及其工作范围。
附图说明
[0021] 图1示出一种基于可重配置整流器的串联-并联WPT系统；
[0022] 图2a-2c示出在最优占空比Dopt、占空比分别为D＝Dopt和D＝50％的耦合效率差，以及VR＝Asys_2X/Asys_1X随RL和k的变化情况，其中图2a示出最优占空比Dopt，图2b示出耦合效率差ηlinkD＝ηD＝Dopt-ηD＝50％，图2c示出电压比值VR＝Asys_2X/Asys_1X；
[0023] 图3示出在不同条件下工作占空比分别为Dopt和50％时的系统仿真效率。
具体实施方式
[0024] 以下对本发明的实施方式作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
[0025] 一个典型的应用于植入式器件的串联-并联谐振WPT系统如图1所示。Vp为发射端供电电压，线圈L1和L2的耦合系数为k，R1和R2分别为L1和L2的寄生电阻，RL为系统负载，C1、C2为谐振电容，谐振角频率为ω0。从整流器输入端看进去的等效电阻定义为RLeff，整流器输入电压定义为VLeff,流过线圈L1的电流为I1，流过线圈L2的电流为I2，方向如图1所示。
[0026] 可根据以下公式确定完整的耦合效率及效率最优时占空比D。
[0027]
[0028]
[0029]
[0030]
[0031]
[0032] I2R2+I2×jωL2+I1×jωM+VLeff＝0
[0033]
[0034] 由上述公式可以确定耦合效率ηlink的表达式，结果如下：
[0035]
[0036] 其中：
[0037]
[0038]
[0039] M表示线圈L1和L2之间的互感， 分别表示电流I1、I2的共轭，Re{Z}表示取复数Z实部，Im{Z}表示取复数Z虚部，|Z|表示取复数Z的模。完整的耦合效率公式为上述ηlink的表达式；然后可由MATLAB计算在k一定，RLeff取一系列离散值(取值间隔足够小)下对应的耦合效率，找到最大的耦合效率以及对应的RLeff取值点，即是最优等效负载。再由RLeff＝RL/2×(1-3D/4)关系式得到不同RL对应的最优占空比D(0≤D≤1)。
[0040] 当RL和k在典型应用范围内变化时，可以得到最优占空比Dopt以及整流器工作占空比分别为Dopt和50％时的耦合效率差，分别如图2a和图2b所示。从图2a中可以看到，Dopt随着RL和k的增加而增加，并且可以大致分成三个区域。当RL·k比较小时，Dopt为0。当RL·k比较大时，Dopt为1。当RL·k处于中间区域时，Dopt处于0和1之间。此外，如图2b所示，在大多数情况下，占空比为Dopt时的耦合效率比D为50％的效率要高很多。特别地，当RL·k非常大或非常小时，耦合效率差是比较大的。在这些情况下，为了提高效率，占空比应该设为Dopt，而不是恒定为50％。总而言之，为了提高耦合效率，系统工作占空比应设置为Dopt。
[0041] 图2a-2c示出在最优占空比Dopt、占空比分别为D＝Dopt和D＝50％的耦合效率差，以及VR＝Asys_2X/Asys_1X随RL和k的变化情况，其中图2a示出最优占空比Dopt，图2b示出耦合效率差ηlinkD＝ηD＝Dopt-ηD＝50％，图2c示出电压比值VR＝Asys_2X/Asys_1X。
[0042] 除了提高效率，系统工作在最优占空比Dopt下还可以拓展系统所能工作的耦合以及负载范围。正如文献1所分析，为了保证系统能工作在50％占空比下，系统在2X模式下的电压增益要大于1X模式的电压增益，即Asys_2X>Asys_1X。然而，当RL·k非常小时，Asys_2X是总小于Asys_1X的，使得系统不稳定。如果系统工作占空比设置为Dopt，在RL·k非常小时Dopt为0，那么系统稳定性就能得到保证，因为此时整流器只工作在1X模式，不需要在1X和2X模式间切换，这样可以拓宽系统的工作范围。注意当RL·k非常小时，效率差是远大于15％，而这并没有在图2b中充分显示出来。原因是当RL·k非常小时，系统无法稳定工作在50％占空比下，此时的效率被设成0，因此在这种情况下耦合效率差正好是占空比为D＝Dopt＝0的效率。总而言之，占空比设置为Dopt可以大大拓展系统可以工作RL和k范围。
[0043] 整流器效率也会影响系统效率。关于文献1中使用的整流器效率分析见文献2。整流器在1X(D＝0)模式下的典型效率为83％，高于在2X(D＝1)模式下的典型效率73％，当占空比设置为50％时，整流效率大约为78％。可以说占空比越接近0，整流器效率越高。因此，对于RL·k比较小并且Dopt小于50％时，把占空比设置为Dopt而不是50％，确实可以同时最优化耦合效率和整流效率，从而提高系统效率。对于RL·k比较大并且Dopt大于50％的情况，把占空比设置为Dopt可以最优化耦合效率，但也会减少整流效率。然而，由于耦合效率往往占主导，并且整流效率差别一般不大，因此依旧可以说把占空比设置为Dopt有利于系统效率提升。此外，在典型应用参数下，图2a表明使得Dopt<50％的RL·k范围要远大于使得Dopt>50％的RL·k范围，进一步揭示了把占空比设置为Dopt的必要性。总的来说，为了提升系统效率，把占空比设置为Dopt依旧更有优势。为了简单起见，下面提到的“效率”默认为系统效率。
[0044] 本发明中，为了提高效率，可重配置整流器的工作占空比应该设置为Dopt，而不是固定在50％。在图2b中，当RL·k处于中间区域，也即是Dopt处于0和1之间时，工作占空比为Dopt或50％的效率差并不大，一般小于5％。此外，要准确计算出此时的最优占空比Dopt是非常复杂、代价高昂的，因为它跟实际工作情况下的RL和k有关系。因此，为了简化起见，我们把在这个区域的最优工作占空比简单设置为50％。即使最优占空比可以简单划分为三个区域(D＝0,50％或1)，我们仍需要找出这三个区域对应的RL和k值分别是多少。因此需要某些判断标准来划分这些不同的RL·k区域。
[0045] 根据系统在1X模式和2X模式下的电压增益分析，我们可以进一步定义一个VR值，该值为系统在2X模式下的电压增益与1X模式下的电压增益之比。可以根据如下公式确定VR。
[0046]
[0047]
[0048]
[0049]
[0050] Asys_1X＝Alink_1X×M1X
[0051] Asys_2X＝Alink_2X×M2X
[0052]
[0053] 其中M1X、M2X分别为可重配置整流桥在1X、2X模式下的电压增益，该参数可以通过仿真获得，Alink_1X为1X模式下耦合电压增益，Alink_2X为2X模式下耦合电压增益。VR结果如图2c所示。
[0054] 从图2a和图2c中可以看出，Dopt和VR都是随着RL和k的增加而单调增加。因此，可以用VR的某些阈值r0、r1来粗略划分最优占空比Dopt的三个区域(Dopt＝0，50％，1)对应的RL·k范围。这里r0、r1使用MATLAB计算。r0为最优占空比Dopt为0和50％两区域的边界线上的VR值的平均值；r1为最优占空比Dopt为50％和1两区域的边界线上的VR值的平均值。当VR小于r0时，RL·k比较小，此时最优占空比Dopt为0；当VR大于r1时，RL·k比较大，此时最优占空比Dopt为1；当VR大于r0小于r1时，RL·k处于中间区域，此时最优占空比Dopt可以简单设置为50％。由于系统在1X和2X模式下的电压增益很容易测量，因此该方法实施起来非常简单有效。
[0055] 本发明一种实施例的无线能量传输控制方法包括如下步骤：
[0056] 第一步，使用MATLAB计算r0和r1值。对于已知的系统参数，使用MATLAB计算准确的最优占空比Dopt以及VR值。取最优占空比Dopt分别为0和50％区域边界线上的VR值的平均值，作为r0值；同理如r1值。
[0057] 第二步，对于实际的工作系统，测量出系统在1X和2X模式下的电压增益，得到VRx＝A2Xx/A1Xx。
[0058] 第三步，比较VRx和r0、r1。如果VRx≤r0，调节Vp使得工作占空比为0；如果r0
[0059] 对于第二步中VRx的测量，可以固定发射端电压Vp，然后使接收端整流器分别工作在1X和2X模式，测量对应的整流输出电压V1X和V2X，则VRx＝A2Xx/A1Xx＝V2X/V1X。
[0060] 仿真结果：
[0061] 为了验证所提出的方法，我们使用标准5V 0.18um的CMOS工艺来设计的整流器，并用图1的结构进行仿真。
[0062] 系统的控制按照上述提出的方法步骤进行优化，并且记录不同工作情况下的系统效率。以r0的计算结果为1.103，r1的计算结果为1.545的情况为例。作为对比，我们在所有工作情况下都记录了占空比为50％时的系统效率，方法如文献1。在不同RL和k下，仿真得到的工作占空比分别为Dopt和50％时的系统效率如下图。
[0063] 在图3中，有些情况下D＝50％的效率不存在。这是因为此时A2X小于A1X，因此系统无法稳定工作在D＝50％下。然而，系统此时还是可以工作在Dopt＝0下的。在k＝0.05/0.10/0.25下，系统可以工作的RL范围分别拓展了400％、7％和7％。该结果证明了所提出的方法可以拓宽系统的工作范围。图3的仿真结果显示出在k＝0.10,RL＝200Ω时，所提出的方法能把效率提升11％。此外，由于阈值r0和r1都是估计的，因此该方法所需的最优占空比的判决过程是非常简单和易行的。
[0064] 总之，仿真结果表明本发明所提出的方法可以追踪最优的工作占空比，从而提升系统的工作效率，同时大大拓展系统的工作范围。
[0065] 以上内容是结合具体/优选的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，其还可以对这些已描述的实施方式做出若干替代或变型，而这些替代或变型方式都应当视为属于本发明的保护范围。