本发明提供了一种单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制策略。具体包括以下步骤：首先确定电力电子变流器输入输出的相关参数；然后根据移相要求进行相关控制参数计算；最后根据控制参数在电流反馈回路中引入比例移相环节，并将该输出信号叠加到原电流反馈回路中。本发明根据单周期直接电流控制特点，通过在电流反馈中增加比例移相环节，使系统在满足有功控制要求的同时，通过控制电流的相位，产生所需的感性或容性无功。同时本发明无需额外的电压传感器、滤波器和锁相环，实现简单，鲁棒性强，为单周期控制提供了一种行之有效的功率因数角超前滞后控制方法。
1.单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法，所述的电力电子变流器为所有可以使用单周期控制方法的电路拓扑，包括单相全桥PWM变流器、三相全桥PWM变流器、单相VIENNA整流器、三开关/六开关三相VIENNA整流器、线电压级联三相VIENNA整流器、H桥级联三相星型变流器、无桥级联三相星型变流器、单相VIENNA整流器级联三相星型整流器和基于H桥、无桥及单相VIENNA整流器的混合级联三相星型整流器；
其特征在于：首先确定电力电子变流器输入输出的相关参数；然后根据移相要求进行叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k的参数计算；最后根据控制参数在电流反馈回路中引入比例移相环节，并将该输出信号叠加到原电流反馈回路中；
所述单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法步骤如下：
(1)已知电力电子变流器的直流侧输出电压为Ud，变流器等效阻抗为Z，变流器交流侧电流采样电阻为Rs，对于三相系统，变流器交流侧电流为ia、ib、ic，对于单相系统，变流器交流侧电流为is，电流幅值为Im，电流角频率为ω，运行时间为t，当等效阻抗Z＝Re时，则三相电流表示为：在单相系统中电流表示为：
(2)对于三相系统，通过交流采样电阻Rs对三相电流ia、ib、ic进行采样，得到采样信号Rsia、Rsib、Rsic，对于单相系统，通过交流采样电阻Rs对电流is进行采样，得到采样信号Rsis；
(3)对于三相系统，将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic取至运算电路中，对于单相系统，将步骤(2)中的采样信号Rsis取至运算电路中，得到叠加电流移相角 叠加电流补偿系数k和实际电流移相角θ之间的关系如下：由上式可得，实际电流移相角θ由叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k决定，具体有如下三种控制方式：(a)保持叠加电流移相角 不变，通过改变叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ，则叠加电流补偿系数k表示为：(b)保持叠加电流补偿系数k不变，通过改变叠加电流移相角来确定实际电流移相角θ，则叠加电流移相角 表示为：(c)同时改变叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ；
(4)对于三相系统，将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic作为移相电路的输入，对于单相系统，将步骤(2)中的采样信号Rsis作为移相电路的输入，由步骤(3)知，所需叠加电流移相角 由运算电路计算得到；
(5)将步骤(4)中移相后的信号作为系数电路的输入，即为该信号增加一个比例控制，由步骤(3)知，所需叠加电流补偿系数k由运算电路计算得到；
(6)对于三相系统，将步骤(2)中得到的采样信号Rsia、Rsib、Rsic与步骤(5)中系数电路输出的信号，经过加法器分别对应相加，得到三相叠加信号，叠加后的电流表示为：对于单相系统，将步骤(2)中得到的采样信号Rsis与步骤(5)中系数电路输出的信号，经过加法器相加，得到单相叠加信号，叠加后的电流表示为：(7)对于三相系统，将步骤(6)中的三相叠加信号经过整流电路得到绝对值信号，对于单相系统，将步骤(6)中的单相叠加信号经过整流电路得到绝对值信号；
(8)为了保证叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k有意义，即保证控制系统的控制信号不超调，保证系统稳定性，对于三相系统，将步骤(7)中得到的三相绝对值信号送入限幅器中，对于单相系统，将步骤(7)中得到的单相绝对值信号送入限幅器中，使信号在可控的范围之内，由步骤(3)知，所需限幅度值大小由运算电路提供，限制关系为：(9)在电力电子变流器直流侧电压外环中，根据步骤(1)，电力电子变流器直流侧电压参考值 和直流侧反馈电压Ud经过减法器后输出压差信号eu，eu表示为：压差信号经电压调节器PI控制后的输出作为载波信号的幅值Um，由单周期控制可知Um有如下表示：其中Z为等效阻抗：
(10)对于三相系统，步骤(8)中得到限幅后的三相叠加信号，对于单相系统，步骤(8)中得到限幅后的单相叠加信号，与由载波生成电路产生的幅值为um的载波信号，通过比较器进行信号交割产生PWM信号送入总线，进而控制电力电子变流器中开关器件的通断。
单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子和电力系统领域，特别涉及单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法。
背景技术
[0002] 单周期控制(One-Cycle Control,OCC)是一种非线性大信号PWM控制理论，同时也是一种模拟PWM控制技术。该控制技术不受负载电流谐波的影响，且不需要电压传感器、锁相环和滤波器就能完成对电流的跟踪，具有很强的鲁棒性。与传统的基于d-q变换的瞬时无功功率理论技术、重复控制和PR控制相比，在算法的复杂性和成本上都具有显著的优势。因此，该项技术被广泛使用于功率因数校正、电力有源滤波器即静止无功发生器等相关领域，并越来越多的受到了国内外学者的关注。
[0003] 但是，传统单周期控制只能在单位功率因数下运行，不能实现电流超前或者滞后电压相位的控制，因此，目前传统单周期控制下的电流相位并不具有可控性，这就表明传统的单周期控制对于无功功率的定量输出和精确控制是无法实现的，这极大的制约了单周期控制的应用范围和场合。
[0004] 所以，迫切需要一种在既不增加单周期控制的复杂度，又不需要额外增加电压传感器、锁相环和滤波器的情况下就能实现电力电子变流器输入功率因数角超前滞后控制方法，这对于拓展单周期控制应用范围，改进现有无功补偿等相关领域的设备性能，提高经济效益具有重要意义。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种在既不增加单周期控制的复杂度，又不需要额外增加电压传感器、锁相环和滤波器的情况下就能实现电力电子变流器输入功率因数角超前/滞后运行的控制方法。该控制方法使交流侧的电流相位能够超前电压、滞后电压或单位功率因数运行。
[0006] 因而，使用本发明提出的这种控制方法，可以使电力电子装置发出定量的超前或者滞后的无功，使单周期控制的电力电子装置具有电流精确控制的能力。该方法可以应用在所有可以使用单周期控制方法的电路拓扑中，主要包括有：单相全桥PWM变流器、三相全桥PWM变流器、单相VIENNA整流器、三开关/六开关三相VIENNA整流器、线电压级联三相VIENNA整流器、H桥级联三相星型变流器、无桥级联三相星型变流器、单相VIENNA整流器级联三相星型整流器和基于H桥、无桥及单相VIENNA整流器的混合级联三相星型整流器等。
[0007] 为达到上述目的，本发明单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法的步骤如下：
[0008] (1)已知电力电子变流器的直流侧输出电压为Ud，变流器等效阻抗为Z，变流器交流侧电流采样电阻为Rs，变流器交流侧三相电流为ia、ib、ic(单相电流为is)，电流幅值为Im，电流角频率为ω，运行时间为t，当等效阻抗Z＝Re时，则三相电流表示为：
[0009]
[0010] 在单相系统中电流表示为：
[0011] is＝Im sin(ωt)
[0012] (2)通过交流采样电阻Rs对三相电流ia、ib、ic进行采样，得到采样信号Rsia、Rsib、Rsic(在单相系统中，通过交流采样电阻Rs对电流is进行采样，得到采样信号)；
[0013] (3)将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic(单相系统中采样信号为Rsis)取至运算电路中，得到叠加电流移相角 叠加电流补偿系数k和实际电流移相角θ之间的关系如下：
[0014]
[0015] 由上式可得，实际电流移相角θ由叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k决定，具体有如下三种控制方式：
[0016] (a)保持叠加电流移相角 不变，通过改变叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ，则叠加电流补偿系数k表示为：
[0017]
[0018] (b)保持叠加电流补偿系数k不变，通过改变叠加电流移相角来确定实际电流移相角θ，则叠加电流移相角 表示为：
[0019]
[0020] (c)同时改变叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ；
[0021] (4)将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic(单相系统中采样信号为Rsis)作为移相电路的输入，由步骤(3)知，所需叠加电流移相角 由运算电路计算得到；
[0022] (5)将步骤(4)中移相后的信号作为系数电路的输入，即为该信号增加一个比例控制，由步骤(3)知，所需叠加电流补偿系数k由运算电路计算得到；
[0023] (6)步骤(2)中得到的采样信号Rsia、Rsib、Rsic(单相系统中采样信号为Rsis)与步骤(5)中系数电路输出的信号，经过加法器分别对应相加，得到三相叠加信号。叠加后的电流表示为：
[0024]
[0025]
[0026]
[0027] 对于单相系统，叠加后的电流表示为：
[0028]
[0029] (7)将步骤(6)中的三相(单相)叠加信号经过整流电路得到绝对值信号；
[0030] (8)为了保证叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k有意义，即保证控制系统的控制信号不超调，保证系统稳定性，将步骤(7)中得到的三相(单相)绝对值信号送入限幅器中，使信号在可控的范围之内，由步骤(3)知，所需限幅度值大小由运算电路提供，限制关系为：
[0031]
[0032]
[0033]
[0034] (9)在电力电子变流器直流侧电压外环中，根据步骤(1)，电力电子变流器直流侧电压参考值 和直流侧反馈电压Ud经过减法器后输出压差信号eu，eu表示为：
[0035]
[0036] 压差信号经电压调节器PI控制后的输出作为载波信号的幅值Um，由单周期控制可知Um有如下表示：
[0037]
[0038] 其中Z为负载阻抗：
[0039] Z＝Re+j(XL-XC)
[0040] (10)步骤(8)中限幅后的三相(单相)叠加信号，与由载波生成电路产生的幅值为um的载波信号，通过比较器进行信号交割产生PWM信号送入总线，进而控制电力电子变流器中开关器件的通断。
[0041] 本发明的优势在于：
[0042] (1)本发明提出的控制方法能够使采用单周期控制方法的电力电子变流器实现输入功率因数角超前/滞后运行。
[0043] (2)本发明提出的控制方法不需要电压传感器、锁相环就能完成对电流的跟踪，鲁棒性好。
[0044] (3)本发明不需要使用低通滤波器等延时较大的结构，因而控制延时极短，控制实时性好。
[0045] (4)本发明计算量少，步骤简单，不需要复杂的控制结构。
[0046] (5)本发明使用二维控制，可以通过多组控制方法实现电流的精确控制，灵活性强。
[0047] (6)本发明可以应用在任何使用单周期控制的电路拓扑中，极大地拓展了单周期算法的应用范围，增强了使用单周期控制电路拓扑的能力，具有很强的广适性。
[0048] 下面将结合实施例参照附图进行详细说明。
附图说明
[0049] 图一是本发明的示意图；
[0050] 图二是实施例中三相全桥PWM变流器的拓扑结构；
[0051] 图三是单相全桥PWM变流器的拓扑结构；
[0052] 图四是单相VIENNA电路的拓扑结构；
[0053] 图五是三开关VIENNA电路的拓扑结构；
[0054] 图六是六开关VIENNA电路的拓扑结构；
[0055] 图七是线电压级联三相VIENNA整流器的拓扑结构；
[0056] 图八是H桥级联三相星型变流器的拓扑结构；
[0057] 图九是无桥级联三相星型变流器的拓扑结构；
[0058] 图十是单相VIENNA整流器级联三相星型整流器的拓扑结构；
[0059] 图十一是基于H桥、无桥及单相VIENNA整流器的混合级联三相星型整流器的拓扑结构；
[0060] 图十二是实施例中三相全桥变流器单位功率因数运行的仿真波形；
[0061] 图十三是实施例中三相全桥变流器三相电流超前于三相电压的仿真波形；
[0062] 图十四是实施例中三相全桥变流器三相电流滞后于三相电压的仿真波形。
具体实施方式
[0063] 本发明单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法，对于所有可以应用单周期控制的电力电子功率拓扑电路包括单相全桥PWM变流器、三相全桥PWM变流器、单相VIENNA整流器、三开关/六开关三相VIENNA整流器、线电压级联三相VIENNA整流器、H桥级联三相星型变流器、无桥级联三相星型变流器、单相VIENNA整流器级联三相星型整流器和基于H桥、无桥及单相VIENNA整流器的混合级联三相星型整流器等均适用，均可以实现交流侧电流在一定范围内的超前或者滞后控制，其相应的电路拓扑原理图参照图2至图11。
[0064] 以下实施例仅用于清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
[0065] 下面以三相全桥PWM整流器作为实施例，参照图示，对本发明作进一步描述：
[0066] 参照图1和图2，本发明单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法的步骤如下：
[0067] (1)已知电力电子变流器的直流侧输出电压为Ud，变流器等效阻抗为Z，变流器交流侧电流采样电阻为Rs，变流器交流侧三相电流为ia、ib、ic，电流幅值为Im，电流角频率为ω，运行时间为t，当等效阻抗Z＝Re时，则三相电流表示为：
[0068]
[0069] (2)通过交流采样电阻Rs对三相电流ia、ib、ic进行采样，得到采样信号Rsia、Rsib、Rsic；
[0070] (3)将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic取至运算电路中，得到叠加电流移相角叠加电流补偿系数k和实际电流移相角θ之间的关系如下：
[0071]
[0072] 由上式可得，实际电流移相角θ由叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k决定，具体有如下三种控制方式：
[0073] (a)保持叠加电流移相角 不变，通过改变叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ，则叠加电流补偿系数k表示为：
[0074]
[0075] (b)保持叠加电流补偿系数k不变，通过改变叠加电流移相角 来确定实际电流移相角θ，则叠加电流移相角 表示为：
[0076]
[0077] (c)同时改变叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k来确定实际电流移相角θ；
[0078] (4)将步骤(2)中的采样信号Rsia、Rsib、Rsic作为移相电路的输入，由步骤(3)知，所需叠加电流移相角 由运算电路计算得到；
[0079] (5)将步骤(4)中移相后的信号作为系数电路的输入，即为该信号增加一个比例控制，由步骤(3)知，所需叠加电流补偿系数k由运算电路计算得到；
[0080] (6)步骤(2)中得到的采样信号Rsia、Rsib、Rsic与步骤(5)中系数电路输出的信号，经过加法器分别对应相加，得到三相叠加信号。叠加后的电流表示为：
[0081]
[0082]
[0083]
[0084] (7)将步骤(6)中的三相叠加信号经过整流电路得到绝对值信号；
[0085] (8)为了保证叠加电流移相角 和叠加电流补偿系数k有意义，即保证控制系统的控制信号不超调，保证系统稳定性，将步骤(7)中得到的三相绝对值信号送入限幅器中，使信号在可控的范围之内，由步骤(3)知，所需限幅度值大小由运算电路提供，限制关系为：
[0086]
[0087]
[0088]
[0089] (9)在电力电子变流器直流侧电压外环中，根据步骤(1)，电力电子变流器直流侧电压参考值 和直流侧反馈电压Ud经过减法器后输出压差信号eu，eu表示为：
[0090]
[0091] 压差信号经电压调节器PI控制后的输出作为载波信号的幅值Um，由单周期控制可知Um有如下表示：
[0092]
[0093] 其中Z为负载阻抗：
[0094] Z＝Re+j(XL-XC)
[0095] (10)步骤(8)中限幅后的三相叠加信号，与由载波生成电路产生的幅值为um的载波信号，通过比较器进行信号交割产生PWM信号送入总线，进而控制电力电子变流器中开关器件的通断。
[0096] 为了证实该控制方法的有效性，参考工业实际对控制方法进行了仿真。
[0097] 仿真波形如图12、图13、图14所示，其中图12是交流侧电流和电压同相位运行的波形图，图13是交流侧电流相位超前于电压运行的波形图，图14是交流侧电流相位滞后于电压运行的波形图。可以看出，通过本发明的控制方法，改变了单周期控制的三相全桥PWM整流器的交流侧电流相位，实现了三相全桥PWM整流器输入功率因数角超前/滞后运行的目的，证明了本发明单周期控制的电力电子变流器功率因数超前滞后控制方法的有效性。
[0098] 上面所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的构思和范围进行限定，在不脱离本发明设计方案前提下，本领域中工程技术人员基于本发明的技术方案做出的各种变型和改进，均应落入本发明的保护范围，本发明请求保护的技术内容，已经全部记载在权利要求书中。
