具有高动态范围校准的RF/MM波峰检测器

摘要

在所描述的实例中，集成电路IC包含基于二极管的毫米波峰值电压检测器PVD。在测试阶段期间，在所述PVD中的更多一个上执行多点低频校准测试，以确定并存储一组交流电AC系数(914)。在所述IC的操作期间，在所述PVD中的选定(902)一者上执行电流‑电压扫掠(911)，以确定过程和温度直流DC系数(912)。测量(904)所述PVD响应于高频射频RF信号而产生的峰值电压，以产生第一测得电压。通过使用所述DC系数(912)和所述AC系数(914)调整所述第一测得电压，来计算(920)所述RF信号的近似功率。

权利要求

1.一种用于操作集成电路中的基于二极管的毫米波峰值电压检测器PVD的方法，所述方法包括：在所述峰值电压检测器上执行电流-电压扫掠，以确定直流DC系数；

测量PVD响应于高频射频RF信号而产生的峰值电压，以产生第一测得电压；

使用校准数据确定交流AC系数，其中所述校准数据通过用所述峰值电压检测器上的测试信号执行交流电AC校准而产生；以及通过使用所述DC系数和所述AC系数调整所述第一测得电压来计算所述RF信号的近似功率。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含：

测量所述峰值电压检测器响应于静态输入而产生的第二峰值电压，以产生第二测得电压；以及将所述第二测得电压从所述第一测得电压减去，以产生双重取样的测得电压；

其中所述双重取样的测得电压代替所述第一测得电压用于计算所述RF信号的所述近似功率。

3.根据权利要求2所述的方法，其中测量所述第二峰值电压仅在所述第一测得电压低于阈值时执行。

4.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含测量表示所述峰值电压检测器的温度，以及将所述测得温度连同所述DC系数一起存储；

其中仅在当前温度与所存储的温度相差超过某一范围值时，执行所述电流-电压扫掠，否则只要所述温度保持在所述所存储的温度的所述范围值内，就使用所述所存储的DC系数。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述范围值是10C。

6.根据权利要求1所述的方法，其中执行所述AC校准测试的每一测试点包含：将具有已知频率和已知电力电平的测试射频RF信号提供到所述峰值电压检测器；

测量所得峰值电压；

计算校准系数，其使所述峰值电压与所述测试RF信号相关；以及将所述校准系数存储在所述集成电路上的非易失性存储器位置中。

7.一种用于操作集成电路的方法，所述方法包括：在集成电路IC上提供多个基于二极管的毫米波峰值电压检测器PVD；

在所述多个PVD中的一个选定PVD上执行电流-电压扫掠以确定直流DC系数；

和使用所述多个PVD的第一选定PVD上的一或多个测试点来执行交流电AC校准测试以确定一组一或多个交流AC系数，其中对于每一测试点，所述方法包含：将具有已知频率和已知电力电平的射频RF测试信号提供到所述选定PVD；测量所得峰值电压；计算使所述峰值电压与所述RF测试信号相关的AC校准系数；以及将所述AC校准系数存储在所述集成电路上的非易失性存储器位置中。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述AC校准测试的所述已知频率小于高频操作频率，所述方法进一步包括：使用具有在所述IC的工作范围内的高频的测试RF信号来在第二选定PVD上执行至少一个高频校准测试；

计算高频校准系数，其使所述峰值电压与所述测试RF信号相关；

计算转换因子ρ值，其使所述AC校准系数与所述高频校准系数相关；以及将所述ρ值存储在所述集成电路上的另一非易失性存储器位置中。

9.根据权利要求8所述的方法，其进一步包括：

测量所述第二选定PVD响应于高频射频RF信号而产生的峰值电压，以产生第一测得电压；

以及

通过使用所述DC系数、所述AC系数和ρ调整所述第一测得电压来计算所述RF信号的近似功率。

10.根据权利要求9所述的方法，其进一步包括：测量所述第二选定PVD响应于静态输入而产生的第二峰值电压，以产生第二测得电压；

将所述第二测得电压从所述第一测得电压减去，以产生双重取样的测得电压；以及其中所述双重取样的测得电压代替所述第一测得电压用于计算所述RF信号的所述近似功率。

11.根据权利要求10所述的方法，其中测量第二峰值电压仅在所述第一测得电压低于阈值时执行。

12.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含测量表示所述第二选定PVD的温度，以及将所述测得温度连同所述DC系数一起存储；且其中仅在当前温度与所存储的温度相差超过某一范围值时，执行所述电流-电压扫掠，否则只要所述温度保持在所述所存储的温度的所述范围值内，就使用所述所存储的DC系数。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述范围值是10C。

14.一种在集成电路上的系统，其包括：

形成于所述集成电路IC的衬底上的多个毫米波峰值电压检测器PVD，其中所述多个PVD中的每一者具有输入，其经耦合以接收毫米波射频RF信号，且其中所述多个PVD中的每一者具有用于提供测得峰值电压信号的输出；

内建自测试BIST网络，其经耦合以读取所述多个PVD中的每一者的所述输出上的所述测得峰值电压信号，其中所述BIST包含处理模块和具有非易失性存储器部分的存储器模块，其中所述处理模块可操作以：在选定PVD上执行电流-电压扫掠，以确定直流DC系数；

测量所述选定PVD响应于毫米波射频RF信号而产生的峰值电压，以产生第一测得电压；

使用校准数据确定交流AC系数，其中所述校准数据通过使用所述峰值电压检测器上的一或多个已知测试信号执行交流电AC校准测试而产生；以及通过使用所述DC系数和所述AC系数调整所述第一测得电压来计算所述RF信号的近似功率。

15.根据权利要求14所述的系统，其中所述处理器模块进一步可操作以：测量所述选定PVD响应于静态输入而产生的第二峰值电压，以产生第二测得电压；以及将所述第二测得电压从所述第一测得电压减去，以产生双重取样的测得电压；

其中所述双重取样的测得电压代替所述第一测得电压用于计算所述RF信号的所述近似功率。

16.根据权利要求15所述的系统，其中测量所述第二峰值电压仅在所述第一测得电压低于阈值时执行。

17.根据权利要求14所述的系统，其中所述处理器进一步可操作以测量表示所述峰值电压检测器的温度，且将所述测得温度连同所述DC系数一起存储在所述存储器模块中；

其中仅在当前温度与所存储的温度相差超过某一范围值时，执行所述电流-电压扫掠，否则只要所述温度保持在所述所存储的温度的所述范围值内，就使用所述所存储的DC系数。

18.根据权利要求17所述的系统，其中所述范围值是10C。

19.根据权利要求14所述的系统，其中执行所述AC校准测试的每一测试点包含：将具有已知频率和已知电力电平的测试射频RF信号提供到所述峰值电压检测器；

测量所得峰值电压；

计算校准系数，其使所述峰值电压与所述测试RF信号相关；以及将所述校准系数存储在所述集成电路上的非易失性存储存储器中的位置中。

20.根据权利要求14所述的系统，其进一步包含多个毫米波模块，所述毫米波模块各自具有输出，所述输出耦合到所述多个PVD中的相应一者的输入。

说明书

具有高动态范围校准的RF/MM波峰检测器

技术领域

[0001] 本发明大体上涉及无线收发器系统，且更具体地说，涉及必须符合严格功能要求的系统中的收发器性能参数的测量。

背景技术

[0002] 新等级的安全系统，称作高级驾驶员辅助系统(ADAS)已引入到汽车中以减少人类操作失误。通过主要基于毫米波汽车雷达的智能传感器来实现这些系统。此类辅助系统的扩散，其可提供例如后视相机、电子稳定性控制和基于视觉的行人检测系统的功能性，已部分地通过微控制器和传感器技术的改进来实现。增强型的基于嵌入式雷达的解决方案是为ADAS设计师实现互补安全特征。

[0003] 在汽车雷达系统中，可使用一或多个雷达传感器来检测交通工具周围的障碍物，以及所检测的对象相对于交通工具的速度。雷达系统中的处理单元可基于雷达传感器所产生的信号来确定所需的适当动作，例如为了避免碰撞或减少附带损坏。当前汽车雷达系统能够检测交通工具周围的对象和障碍物、任何检测到的目标和障碍物相对于交通工具的位置，以及任何检测到的目标和障碍物相对于交通工具的速度。举例来说，经由处理单元，雷达系统可警告交通工具驾驶员潜在危险，通过在危险情形中控制交通工具来防止碰撞，接管交通工具的部分控制，或辅助驾驶员停所述交通工具。

[0004] 需要汽车雷达系统来满足标题为“道路交通工具-功能安全”的国际标准26262的功能安全规范。ISO 26262将功能安全定义为不存在电气/电子系统的故障发生行为所导致的不合理危险。汽车雷达的功能安全是防止由于雷达组件的失效而导致对人类的伤害。对于汽车雷达，应已知雷达在大约100毫秒(ms)的容错时间间隔内适当地起作用。因此，当交通工具在操作时，应检测雷达的会导致降级的信噪比(SNR)的任何部分的失效，且在大约100ms内执行适当的响应。

发明内容

[0005] 在所描述的实例中，集成电路(IC)包含基于二极管的毫米波峰值电压检测器(PVD)。在测试阶段期间，在所述PVD中的更多一个PVD上执行多点低频校准测试，以确定和存储一组交流电(AC)系数。在IC的操作期间，在所述PVD中的选定一者上执行电流-电压扫掠，以确定过程和温度直流(DC)系数。测量PVD响应于高频射频(RF)信号而产生的峰值电压，以产生第一测得电压。通过使用DC系数和AC系数调整第一测得电压来计算RF信号的近似功率。

附图说明

[0006] 图1是可用于汽车驾驶员辅助应用的雷达系统的框图。

[0007] 图2和3是用于图1的收发器中的峰值电压检测器的更详细框图和示意图。

[0008] 图4是说明图2的电压检测器的实例响应曲线的曲线图。

[0009] 图5和6是说明图2的波峰检测器的经过校准的响应曲线的曲线图。

[0010] 图7、8和9是说明图2的波峰检测器的校准的流程图。

[0011] 图10是包含多个雷达发射器和接收器的雷达系统集成电路的框图。

[0012] 图11是配备有多个雷达系统的汽车的说明。

具体实施方式

[0013] 出于一致性，各个图中的类似元件由类似的参考标号表示。在实施例的以下详细描述中，陈述许多特定细节来提供更全面的理解。然而，可在没有这些具体细节的情况下实践实例实施例。在其它情况下，不再详细描述众所周知的特征，以便避免不必要地使描述变复杂。

[0014] 在其整个生命周期，汽车雷达需要自诊断和评定归因于故障的风险，以便符合例如ISO 26262的安全标准。本文揭示一种内建自测试(BIST)网络，其检查现场的性能降级。本发明的实施例提供多种益处，包含：用于失效模式检测、数字辅助的性能适应以及射频(RF)测试成本的显著减小的装置，这可造成大量生产的毫米波产品的成本的至多达30％。

[0015] 图1是可用于汽车驾驶员辅助应用的实例雷达系统100的框图。此实例可具有多个RF发射器(TX)110、多个RF接收器(RX)120、RF信号合成器电路130、RF回环132等。举例来说，每一RF发射器110可包含一连串的放大器111、112，以及一功率放大器(PA)113。每一接收器120可包含低噪声放大器(LNA)121和一连串的放大器122、123。雷达系统的一般操作没有必要在本文详细描述，因为是众所周知的。在此实例中，雷达系统在79到81GHz范围内操作；然而，在其它实施例中，可使用较高或较低的操作频率。

[0016] 通常，ADAS中的最高失效率在系统100中说明的高摆动毫米波块内；因此提供一组峰值检测器(PD)，例如141、142、143，以接近地监视每一发射器110内的大多数或所有RF放大器的输出处的电压摆动、LO(本地振荡器)信号分配、每一接收器120的前端，以及每一TX-RX 132回环路径。在系统100内的数十个毫米波节点处分配这些低复杂性峰值检测器，同时对RF性能和区域提供可忽略的影响。可将感测反射系数和输出电力的变化的阻抗检测器(ZDTX、ZDRX)放置在每一天线端口处，以测量可指示打包问题的相对输出/输入阻抗变化。

[0017] BIST网络可经耦合以监视所述组PD(141到143等)，且可包含由低噪声仪表放大器145组成的一或多个低频前端，所述低噪声仪表放大器使逐次近似寄存器(SAR)模/数转换器(ADC)146的输入处的动态范围最大化。BIST子系统有限状态机(FSM)147控制BIST网络。
可在步调一致处理器(未图示)周围建构功能安全，作为以高于90％的所有模拟功能的单点故障量度(SPFM)的数字安全岛，其为ASIL-B系统的关键要求。

[0018] 峰值检测器

[0019] 在79GHz下感测电压可为具有挑战性的任务，尤其是为了实现多个RF块上的宽测试覆盖度。几个毫微微法拉的电容性负载可引入阻抗失配，以及因此不可接受的损失。另外，由此通常可仅在RF设计和布局在进展阶段时，分配功能安全特征，紧凑区域要求可限制PD设计上的自由度。PD的准确性和精度可实现一套芯片上RF测试，并且因此提供成本节省。

[0020] 图2和3是可用于图1的收发器中的实例峰值电压检测器241的更详细框图和示意图。返回参看图1，PD 241可表示PD 141到143等中的每一者。如上文所提到，可以伪差分方式，将PD放置在每一毫米波放大器的输出处。实例放大器211表示各种放大器111到113、121到123等。

[0021] PD 241是以弱反转偏置的平方律装置，所述弱反转将施加到二极管连接的NMOS装置353的RF RMS(均方根)电压转换成峰值DC(直流电)电压。平方律检测器的基本操作是众所周知的。二极管输出的DC分量与RF输入电压的平方以及取决于二极管的类型、过程和温度的响应度成比例。基于信号路径的阻抗，测得的输出DC输出电压接着与输入RF功率成比例。

[0022] 在实例PD 241中，电容性除法器351、352减轻在检测器241的线性范围内，在输入354上从放大器211接收到的传入信号。在输出357上所提供的峰值信号由低噪声放大器145放大且提供到ADC 146的输入之前，由电阻器355和电容器356形成的低通滤波器可去除寄生谐波。使用二极管连接的装置358，为伪差分输入359提供类似拓扑。二极管连接的NMOS装置361、362的差分集合在输出360上提供参考电压Vo-ref。如将在下文更详细地论述，跨输出357和参考输出360测量的电压将被称为ΔVDC。

[0023] 图4是说明图2的实例电压检测器的实例响应曲线的曲线图。PD 241的79GHz到DC响应度可由表达式(1)给出。

[0024]

[0025] 其中β0与IV(电流-电压)二极管平方律关系的二阶导数成比例，且被称作取决于过程和温度变化的DC响应度；βac捕获线性区402中的响应度频率相依性，且βnl为其中高阶谐波趋向于压缩入/出特性的上部平方律区403建模。PD动态范围的底部部分401将最终受噪声、失配和寄生谐波限制。

[0026] 校准

[0027] 现将描述允许跟踪和补偿此类不可避免的变化的校准/修整策略。为了捕获大多数非理想性，且实现所要的准确性，可依靠3步过程。首先，DC IV(电流-电压)校准步骤涉及借助于电流DAC(数/模转换器)来扫掠PD偏置电流。再次参看图2和3，DAC 247可用于此目的。通过捕获具有足够数目个点的每一二极管353、358的输入电流对输出电压特性，可在任何给定过程拐点和温度下恰当地重构IV指数二极管特性I＝f(V)。可使用测得点的回归来捕获DC响应度的此类变化，如由表达式(2)指示。

[0028]

[0029] 其中q是电子电荷，n是非理想性系数，k是玻尔兹曼常数，且T是开尔文绝对温度。

[0030] 在第二步骤中，可在制造时，在装置的最终测试期间执行多点“修整”。或者，可稍后执行此修整步骤，例如在装置安装在系统中之后。此修整步骤提供改进的绝对准确性。结果可存储在静态存储器中，以供在装置的操作期间使用。举例来说，可通过使位于装置100上的一组保险丝熔断，或通过将结果存储在位于装置100上的只读存储器(ROM)或其它类型的非易失性存储器中，来存储结果。

[0031] 为了简化此校准步骤，可使用较低频率信号(例如在1到10GHz的范围内的频率信号)来执行所述修整。基础假定是二极管连接的NMOS装置是宽带，且1GHz对80GHz响应度将相差恒定的相乘因子ρ，其对过程、温度和失配具有可忽略的相依性。此校准步骤应用多个输入电源点(其对应电压为vRF，修整)，且计算由表达式(3)表示的修整系数向量。通常，应执行四个或大于四个输入点来获得令人满意的结果。

[0032]

[0033] 其中β0是从 计算的，且Δv0,trim是应用vRF,trim时PD输出处的测得DC电压。βac和βnl可分别通过βtrim在PD线性区402和非线性区403中的内插来计算。

[0034] 在第三步骤中，可执行RF相关双重取样(CDS)。当感测接近区401中的PD敏感性等级的电压时，此步骤可提供改进的精度，再次参看图4。可通过在短时间间隔内在其输入处具有和不具有RF信号的情况下对PD输出进行取样，且将两个测量结果相减来执行此步骤。取决于两个样本之间的时间分离，CDS可为完整或软性的。当将在短时间间隔取得的两个样本相减时，对峰值检测器偏移量和噪声的CDS的效应类似于自动归零过程的效应。转移函数在频率的起源处强加零，其消除任何偏移量，且强烈降低1/f噪声。当时间间隔增加时，两个样本将较不相关，且噪声滤波将较不明显。但是，仍将补偿偏移量误差(软CDS)。在CDS例程期间，可估计最佳PD-LNA增益。当使用完整CDS时，例程可对PD-LNA 145使用增益控制算法，其允许输出处的SNR的最大化而不截割到GPADC 146的输入。

[0035] 举例来说，在图3的实施例中，可使用开关365、366来断开RF输入信号。以此方式，可抵消相关的缓慢变化的噪声贡献。实际上，CDS产生高通转移函数，其改进SNR(信噪比)。

[0036] 测量结果

[0037] 图5到6是说明图2的波峰检测器的实例经过校准的响应曲线的曲线图。使用CMOS 45nm技术和上文所述的应用于其的校准技术来构造测试装置。在图5中，曲线511表示取自测试装置的原始读数，而曲线512说明将上文所述的校准应用于原始读数的结果。线性区
502由校准过程展开，以覆盖更宽动态范围(DR)。图6说明针对不同温度以及使用上文所述的三步过程来实现的位于测试IC上的不同地方的若干装置的经过校准的峰值检测器绝对响应度误差。说明27dB动态范围602内的1dB的更差情况误差。

[0038] 校准过程

[0039] 图7到9是更详细地说明上文所述的校准步骤的流程图。图7说明DC IV扫掠过程。在此实例中，使用DAC 247所提供的六十四个电流阶跃来确定βDC系数，还被称作β0系数，再次参看图2。其它实施例可使用更多或更少的电流阶跃。使用芯片上温度传感器来测量(702)IC的温度。测得的温度可存储在位于IC上的存储器电路中。在此实例中，将温度取整到最近的10℃。在此实施例中，测量单个温度。在其它实施例中，若干温度传感器可分散在IC周围，且每一PD可与附近温度传感器相关联。

[0040] 此实施例具有若干PD-LNA 145，再次参看图1。取决于将对哪一PD进行操作，选择(704)和校准(705)对应的PD-LNA 145。索引“x”识别所述选定PD-LNA。接着选择(706)目标PD，且通过接通ENP和ENM开关来启用以进行读取，再次参看图3。索引“y”识别所述选定PD。

[0041] 如果与所述选定PD相关联的温度尚未从最后的IV扫掠改变超过10℃(707)，那么可使用来自最后IV扫掠716的结果。否则，IV扫掠过程通过将所述选定PD置于“IV扫掠模式”708来继续，其中断开RF输入，且接通当前DAC 247。

[0042] 对于每一电流阶跃713，得出多个输出电压测量结果，且求结果的平均值710，且接着存储(712)所述结果，以形成64个IV结果的表。

[0043] 在收集到数据之后，执行(714)回归，以将数据拟合到函数。在此实施例中，基于表达式(4)来执行非线性指数回归，以寻找“n(x，y，T)”以及i0(x，y，T)”，其中iD是扫掠电流，且VPD是每一阶跃下的测得输出电压。

[0044]

[0045] 接着可使用表达式(5)来确定(716)βDC系数。

[0046]

[0047] 图8更详细地说明上文所述的AC修整的过程。如上文所论述，AC修整过程仅需要执行一次，通常在IC的制造期间的最终测试时。修整过程的结果接着可存储在位于IC上的非易失性存储器中，以供在IC的操作期间使用。可准确地确定若干电力电平下的测试功率的RF功率源和功率计可用于执行所述校准。举例来说，可在IC封装上提供专用或共享引脚，用于将测试RF信号提供到BIST网络。

[0048] 在此实施例中，使用四个电力电平；然而，在其它实施例中，更多或更少电力电平可用于校准过程。在此实施例中，使用-11dBm、-5dBm、1dBm和7dBm的输入电力设定来校准大功率PD。使用-22dBm、-13dBm、-7dBm和-1dBm的输入电力设定来校准低电力PD。如上文所论述，校准RF信号可在1到10GHz的范围内。或者，可在处于范围76到81GHz内的完整操作频率下执行校准。举例来说，可通过在79GHz下执行一个取样来确定常数“ρ”，以将在1到10GHz下完成的校准结果转换成在79到81GHz下的操作。

[0049] 选择(802)目标PD和PD-LNA。对于每一输入电力电平，执行(804)相关双取样以最小化噪声效应。结果被称作“ΔVdc”。如上文所提到，在此实施例中，对每一PD使用四个电平的RF功率。

[0050] 对于四个ΔVdc结果中的每一者，使用利用常数ρ的表达式(3)来计算(808)βtrim系数。接着将四个βtrim系数存储在IC上的非易失性存储器中。

[0051] 返回参看表达式(1)，再次参看图4，分别通过线性区402和非线性区403中的多项式内插来获得βac系数和βnl系数。

[0052] 图9说明用于基于来自选定PD和PD-LNA 902的原始测得ΔVDC值来确定RF功率值的最终过程。对于每一测量结果904，从芯片上温度传感器确定(905)IC的当前温度，以及IC的在选定PD附近的区。并且，提供(906)选定LNA 145的增益。再次参看图4，当测得的ΔVDC值低于阈值(908)(其指示测得的峰值电压处于有噪声的区401中)时，可执行相关双取样(CDS)909。或者，可对每个测量结果执行CDS 909。

[0053] 只要温度在最后IV扫掠的十度内(910)，那么可从IC上的非易失性存储器检索(912)所存储的βDC常数。如果存在超过十度的差异，那么可执行新的IV扫掠，且将结果存储在非易失性存储器904中。

[0054] 接着从非易失性存储器904检索(914)所述组四个βAC系数，且基于原始ΔVDC值来执行内插，以确定将结合原始ΔVDC值使用的βAC系数。

[0055] 还可从非易失性存储器检索ρ系数，还被称作“δ1G-79G[T]”系数。ρ系数捕获在79GHz下操作的PD与1到10GHz下的实际低成本修整程序之间的增量系数。可通过单独的PD模拟/测量结果来捕获此参数的温度相依性，且可将其归一化(916)到修整温度。表1概括根据装置100的温度的系数。

[0056] 表1-AC参数的温度相依性

[0057]

[0058]

[0059] 在收集所有的系数之后，可计算(918)β79G，如表达式(1)中所指示。β79G的更详细表达式由表达式(6)提供。

[0060]

[0061] 其中βacnl,1G(:)是AC 1GHz修整的向量结果。

[0062] 在确定β79G(x,y,T)系数之后，接着可使用表达式(1)来计算(920)实际RMS电压值，表达式(1)可重写为表达式(7)。接着可将此计算结果提供(910)到上层控制系统作为最终VRMS结果。

[0063]

[0064] 作为回顾，如上文更详细描述，在已构造含有各自具有带有一组PVD(峰值电压检测器)的毫米波收发器的IC的晶片之后，将其进行分片和封装，且接着进行最终测试。在每一IC的最终测试期间，可执行四点(或更多)测试，其中使用四个或大于四个电力电平下的微波<10GHz RF源，来取得一个(或更多)PVD的四个或大于四个测量结果。将所得的PVD输出集合记录在IC上的非易失性存储器中。

[0065] 在将IC安装在系统中之后，每当其通电时，将通过在RF输入断开时使用可编程DAC进行电流的扫掠以及测量PD输出电压，来执行DC电流/电压(IV)校准，如关于图7更详细地描述。可使用芯片上温度传感器来测量芯片温度。使用测得的PD输出值来执行回归，以在等式(4)中导出“n”和“i0”的值。在此实例中，执行非线性回归，其为插入已知非线性函数(其在此实例中为等式(4))的统计方法，其中Id是扫掠电流，Vpd是在输出处测得的对应DC电压，Vt＝kT/q，且n和i0是通过数值内插过程拟合的变量。在确定系数“n”之后，可使用等式(5)来计算β0，其中q和k是常数，T是测得的温度，且n和内插的结果。

[0066] 在芯片的操作期间，使用所存储的来自四点校准的值以及基于值“n”、i0和Vt从等式(5)导出的β0的当前值来计算βtrim的值。

[0067] 使用温度传感器来监视IC的温度。每当在操作期间温度变化超过10C，可执行新的DC IV扫掠校准来确定“n”、i0和Vt的新值。

[0068] 每当在微波或毫米波频率下进行RF电压测量时，系统中的控制处理器读取PVD输出值(Δvdc)，且接着可使用等式(6)和等式(7)来确定对应的Vrms值。

[0069] 当取得对应于PVD响应曲线的下部区的读数时，可在RF输入断开的情况下，取得第二测量结果。将此测量结果从RMS读数减去以最小化噪声。如果在短时t2<τ间隔内取得第二读数，那么仅抵消噪声。τ越长，噪声相关将越低，且噪声消除的有效性将越低。然而，如果以t2>>τ取得第二测量结果，那么仍可抵消偏移量误差。

[0070] 图10是类似于装置100(再次参看图1)的可包含多个雷达发射器和接收器的雷达系统SOC 1000的框图。雷达SOC 1000可包含：多个发射信道1010，用于发射FMCW(调频连续波)RF信号；以及多个接收信道1020，用于接收反射的所发射信号。另外，接收信道的数目可大于发射信道的数目。举例来说，雷达SOC 1000的一个实施例可具有三个发射信道和四个接收信道。

[0071] 发射信道包含合适的发射器和天线。接收信道包含合适的接收器和天线。另外，接收信道1020中的每一者可相同，且包含：低噪声放大器(LNA)1021，其具有用以放大接收到的信号的一或多个级；混频器1022，其用以将发射产生电路所产生的信号与接收到的信号混合以产生IF信号；基带带通滤波器1023，用于对IF信号进行滤波；可变增益放大器(VGA)1024，用于放大经滤波的IF信号；以及模/数转换器(ADC)1025，用于将模拟IF信号转换成数字IF信号。所述混频器充当下变频转换器，其产生具有等于从低噪声放大器和发射产生电路接收到的输入的频率之间的差的频率的输出信号，所述输入两者均为射频(RF)信号。接收信道的带通滤波器、VGA和ADC可共同称为基带链或基带滤波器链。另外，带通滤波器和VGA可共同称为IF放大器(IFA)。

[0072] 接收信道1020耦合到数字前端(DFE)抽选组件1051，以将数字IF信号提供到数字控制模块1050。DFE 1051包含对数字IF信号执行抽选滤波以降低数据传送速率的功能性。控制模块1050中的处理器1052和/或信号处理器1053还可对数字IF信号执行其它操作，例如DC偏移去除、接收信道中的非理想性的数字补偿，例如帧间RX增益不均衡非理想性，以及帧间RX相位不均衡非理想性。控制模块1050可耦合到高速串行接口(I/F)1054，以将抽选的数字IF信号传送到可位于另一IC中的处理单元，例如在雷达SOC 1000处于正常模式时。控制模块还可耦合到内建自测试(BIST)模块1040，以在雷达SOC 1000处于测试模式时，将数字测试信号传送到BIST模块1040。

[0073] 串行外围接口(SPI)1055可提供接口来与位于另一IC中的处理单元通信。举例来说，处理单元可使用SPI 1055来向控制模块DFE发送控制信息，例如线性调频脉冲的时序和频率、输出电力电平、监视功能的触发等。雷达SOC 1000可使用SPI 1055，以便将测试数据发送到处理单元。

[0074] 控制模块1050包含用以在正常模式下和测试模式下控制雷达SOC 1000的操作的功能性。举例来说，控制模块1050可包含：缓冲器，其用以存储DFE 1051的输出样本；FFT(快速傅里叶变换)引擎，其用以计算缓冲器内容的频谱信息；以及MCU，其执行固件来在正常模式下和测试模式下控制雷达SOC 1000的操作。

[0075] 20GHz调频合成器(FM-合成器)模块1030产生RF信号，其接着乘以四，并提供到发射器信道。可编程计时引擎1031包含用于从控制模块1050接收雷达帧中的一系列线性调频脉冲的线性调频脉冲参数值，且基于所述参数值产生控制帧中的线性调频脉冲的发射和接收的线性调频脉冲控制信号的功能性。举例来说，线性调频脉冲参数由雷达系统架构定义，且可包含用以指示启用哪些发射器的发射器启用参数、线性调频脉冲频率开始值、线性调频脉冲频率斜坡、线性调频脉冲持续时间、何时应发射所述发射信道以及何时应收集输出数字来进行进一步雷达处理的指示符等。这些参数中的一或多者可为可编程的。

[0076] 射频合成器(SYNTH)1032包含用以基于来自计时引擎1031的线性调频脉冲控制信号来产生FMCW(调频连续波)信号以供发射的功能性。在一些实施例中，SYNTH 1032可包含具有压控振荡器(XO)的锁相回路(APLL)。

[0077] 时钟倍频器1033将发射信号(LO信号)的频率增加到混频器1022的LO频率。净化PLL(锁相环路)操作以将外部低频参考时钟(未图示)的信号的频率增加到SYNTH 1032的频率，以及从时钟信号中滤出参考时钟相位噪声。

[0078] 时钟倍频器1033、合成器1032、计时产生器1031和清除PLL是发射产生电路的实例。发射产生电路产生射频(RF)信号，作为到发射信道的输入，且作为经由时钟倍频器到接收信道中的混合器的输入。发射产生电路的输出可被称为LO(本地振荡器)信号或FMCW信号。

[0079] BIST电路1040包含一或多个温度传感器1041、动态和非易失性存储器1042、处理引擎1043、ADC 1046以及各种RF/模拟组件，例如如上文更详细地描述的一组峰值检测器。处理引擎1043经配置以通过执行存储在存储器1042中的指令，经由ADC 1046从所述组PD 
1044接收测得电压信息，以及存取存储在存储器1042中的系数数据，来执行上文关于图7到
9所述的处理。

[0080] 图11是配备有多个雷达系统的汽车1100的说明，如本文中更详细地描述。长程雷达(LRR)可用于例如自动巡航控制1160等应用。中程雷达(MRR)通常使用窄波束，且必须检测高相对速度。MRR可用于例如以下应用：制动1161、十字路口检测1162、行人检测1163和反向交叉交通警告1164。短程雷达(SRR)通常使用具有大角度分离的宽波束来提供良好的距离分辨率。SRR可用于例如以下应用：停车道改变和盲点监视1165、1167，以及预碰撞警告和停车1166、1168。

[0081] 一组雷达SOC，例如雷达SOC 1000，可部署在汽车1100周围，来为上述应用提供对象检测。因此，可通过如上文更详细地描述的BIST逻辑来监视雷达SOC中的每一者，以提供汽车应用中所需的安全等级。

[0082] 如上文更详细描述，本发明的实施例提供波峰检测器简单性、小面积和低电流消耗。可使用简单的PD拓扑，且可遍及芯片复制数百倍，而不影响RF性能。

[0083] 举例来说，本文所揭示的校准技术可提供跨过程拐角的稳健性、供电电压和参考电流变化、温度、全局和本地失配。可通过二极管曲线的一侧上的非线性补偿以及另一侧上的噪声底限、偏移量和失配减小，来提供动态范围扩展。

[0084] 其它实施例

[0085] 在参看本说明书后，各种其它实施例是可能的。举例来说，虽然本文描述在76到81GHz频带下操作的雷达系统，但其它实施例可在比此范围高或低的RF频带下操作。

[0086] 本文使用非线性回归来量化IV扫掠的结果。在其它实施例中，可使用线性回归或甚至简单的表来量化所述结果。

[0087] 在本文所描述的实施例中，当温度变化超过10C时，执行新的IV扫掠。在另一实施例中，可使用较高或较低的阈值，取决于应用程序所需的准确性。

[0088] 本发明中描述的技术可用硬件、软件、固件，或其任何组合来实施。如果用软件实施，那么所述软件可在一个或多个处理器中执行，例如微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)，或数字信号处理器(DSP)。执行所述技术的软件可最初存储在计算机可读媒体(例如压缩光盘(CD)、磁盘、磁带、文件、存储器，或任何其它计算机可读存储装置)中，并且在处理器中加载以及执行。在一些情况下，软件还可在计算机程序产品中出售，所述计算机程序产品包含计算机可读媒体以及用于所述计算机可读媒体的包装材料。在一些情况下，软件指令可经由可装卸计算机可读媒体(例如，软盘、光盘、快闪存储器、USB密钥)、经由来自另一数字系统上的计算机可读媒体中的传输路径等来分布。

[0089] 在不脱离所描述的功能性的情况下，数字系统中的组件可用不同名称提及和/或可通过本文未图示的方式组合。并且，术语“耦合”和其派生词意在表示间接、直接、光学和/或无线电连接。举例来说，如果第一个装置耦合到第二个装置，那么所述连接可通过直接电连接、通过经由其它装置和连接件的间接电连接、通过光学电连接和/或通过无线电连接。

[0090] 尽管方法步骤可在本文中按循序方式呈现并且描述，但是所显示并且描述的步骤中的一或多者可省略、重复、同时进行和/或按与图中所示的和/或本文中所描述的次序不同的次序进行。因此，所描述的实施例不限于图中所示和/或本文中所描述的步骤的特定次序。

[0091] 在所描述的实施例中可能进行修改，且其它实施例在所附权利要求书的范围内是可能的。