电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置

摘要

本发明提供一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过泰勒展开(麦克劳林展开)来抽出dq轴控制系统的反电动势所含有的谐波成分，通过高精度地对谐波成分的增益以及相位进行补正来抑制扭矩变动。本发明的电动机控制装置通过dq轴旋转坐标系的矢量控制对具有三相或更多相数的无刷电动机进行驱动，其具备基于无刷电动机的扭矩指令值τc、无刷电动机的旋转角度θe以及电动机角速度ω来运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq的电流指令值运算单元。电流指令值运算单元通过泰勒展开来抽出无刷电动机的dq轴反电动势所含有的谐波成分，分别通过增益增加以及相位超前对谐波成分的增益以及相位进行补正，以便对起因于电流控制频带的衰减进行补偿。

权利要求

1.一种电动机控制装置，其通过dq轴旋转坐标系的矢量控制对具有三相或更多相数的无刷电动机进行驱动，其特征在于：具备基于所述无刷电动机的扭矩指令值τc、所述无刷电动机的旋转角度θe以及电动机角速度ω来运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq的电流指令值运算单元，所述电流指令值运算单元通过泰勒展开来抽出所述无刷电动机的d轴反电动势ed和q轴反电动势eq所含有的谐波成分，分别通过增益增加以及相位超前对所述谐波成分的增益以及相位进行补正，以便对起因于电流控制频带的衰减进行补偿，所述电流指令值运算单元内的运算处理单元由第1加法单元、第1抽出单元、第2抽出单元、第3抽出单元、第1乘法单元以及第2乘法单元、第1运算单元、第2运算单元和减法单元来构成，所述第1加法单元将来自提前角补正单元的提前角与所述旋转角度θe相加，所述第1抽出单元从所述第1加法单元的加法结果中抽出ω/eq的交流成分，所述第2抽出单元从所述第1加法单元的加法结果中只抽出ed/eq的交流成分，所述第3抽出单元抽出ω/eq的直流成分，所述第1乘法单元以及所述第2乘法单元将补正增益与所述第1抽出单元以及所述第2抽出单元的各个输出相乘，所述第1运算单元基于所述第1乘法单元的乘法结果、所述直流成分以及扭矩指令值τc1来获得q轴第1补正信号，所述第2运算单元基于所述第2乘法单元的乘法结果以及所述d轴电流指令值id来获得q轴第2补正信号，所述减法单元通过从所述q轴第1补正信号中减去所述q轴第2补正信号来输出所述q轴电流指令值iq。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：所述q轴电流指令值iq由iq＝(2/3·τc·ω－ed·id)/eq来表示，抽出ω/eq以及ed/eq的谐波成分。

3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于：所述运算处理单元内的提前角补正单元的提前角特性被设置成随着所述电动机角速度ω的增大而非线性地增加。

4.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于：所述运算处理单元内的增益补正单元的特性被设置成随着所述电动机角速度ω的增大而非线性地或线性地增加。

5.一种电动助力转向装置，其特征在于：搭载了根据权利要求1至4中任意一项所述的电动机控制装置，通过至少基于转向扭矩运算出的电流指令值将辅助力赋予给车辆的转向系统。

说明书

电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转

向装置

技术领域

[0001] 本发明涉及一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过dq轴旋转坐标系对无刷电动机的驱动进行矢量控制。本发明尤其涉及一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过泰勒展开(麦克劳林展开)来抽出dq轴控制系统的反电动势所含有的谐波成分，针对q轴电流指令值，通过高精度地对谐波成分的增益以及相位进行补正来抑制扭矩变动。

[0002] 电动助力转向装置搭载了电动机控制装置，其至少基于转向扭矩来运算出电流指令值，通过基于电流指令值并经由逆变器来对无刷电动机进行驱动，以便对车辆的转向系统进行辅助控制。

背景技术

[0003] 搭载了电动机控制装置并且利用电动机的旋转力对车辆的转向机构施加转向辅助力(辅助力)的电动助力转向装置(EPS)，将电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力。为了正确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制调整电动机外加电压，以便使转向辅助指令值(电流指令值)与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整PWM(脉冲宽度调制)控制的占空比(duty ratio)来进行电动机外加电压的调整。

[0004] 参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向扭矩的扭矩传感器10，用于对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2连接。作为电源的电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ECU)
30进行供电，并且，经过点火开关11，点火信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Th和由车速传感器12检测出的车速Vel，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由通过对运算出的电流指令值实施补偿等而得到的电压控制指令值Vref来控制供应给电动机20的电流。此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角。

[0005] 另外，用于收发车辆的各种信息的CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)40被连接到控制单元30，车速Vel也能够从CAN40处获得。此外，用于收发CAN40以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非CAN41也可以被连接到控制单元30。

[0006] 在这样的电动助力转向装置中，尽管控制单元30主要由CPU(中央处理单元)(也包含MPU(微处理器单元)、MCU(微控制器单元)等)构成，但该CPU内部由程序执行的一般功能如图2所示。

[0007] 参照图2对控制单元30的功能以及动作进行说明。如图2所示，来自扭矩传感器10的转向扭矩Th和来自车速传感器12的车速Vel被输入到电流指令值运算单元31中。电流指令值运算单元31基于转向扭矩Th和车速Vel并利用辅助图(assist map)等来运算出电流指令值Iref1。运算出的电流指令值Iref1在加法单元32A与来自用于改善特性的补偿单元34的补偿信号CM相加；相加后得到的电流指令值Iref2在电流限制单元33中被限制了最大值；被限制了最大值的电流指令值Irefm被输入到减法单元32B中以便在减法单元32B中对其和电动机电流检测值Im进行减法运算。

[0008] PI控制单元35对在减法单元32B中得到的减法结果I(＝Irefm－Im)进行诸如PI(比例积分)之类的电流控制；经过电流控制后得到的电压控制指令值Vref与调制信号(载波)CF一起被输入到PWM控制单元36中以便运算出占空比；通过已经运算出占空比的PWM信号并且经过逆变器37来对电动机20进行PWM驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值Im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值Im被反馈输入到减法单元32B中。还有，诸如分解器之类的旋转传感器21被连接到电动机20，电动机角度θm被检测出并被输入。

[0009] 另外，补偿单元34先在加法单元344将检测出或估计出的自对准扭矩(SAT)343与惯性补偿值342相加，然后在加法单元345将在加法单元344中得到的加法结果与收敛性控制值341相加，最后将在加法单元345中得到的加法结果作为补偿信号CM输入到加法单元32A以便进行特性改善。

[0010] 在这样的电动机控制装置中，“独立地设定作为三相无刷电动机的转子的坐标轴的用来控制扭矩的q轴和用来控制磁场强度的d轴，因为各个轴存在90°的关系，所以通过该矢量对相当于各个轴的电流(d轴电流指令值以及q轴电流指令值)进行控制”的矢量控制方法是已知的。

[0011] 图3示出了矢量控制方法的一个示例。如图3所示，设有基于电动机角度(旋转角度)θ运算出电动机角速度ωm的角速度运算单元56，运算出的电动机角速度ωm被输入到电流指令值运算单元50以及提前角运算单元57中。电流指令值运算单元50基于电动机角速度ωm、补正后的电动机角度θe、转向扭矩(扭矩指令值)Th以及车速Vel，运算出两个轴的dq轴坐标系的d轴电流指令值Idref以及q轴电流指令值Iqref。还有，d轴电流指令值Idref以及q轴电流指令值Iqref被输入到2相/3相变换单元51中。2相/3相变换单元51基于提前角补正后的电动机角度θe来输出三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref。也就是说，电流指令值运算单元50首先基于转向扭矩Th以及车速Vel来运算出电流指令值Iref，然后基于运算出的电流指令值Iref以及电动机角速度ωm来运算出d轴电流指令值Idref以及q轴电流指令值Iqref。d轴电流指令值Idref被输入到提前角运算单元57中，由提前角运算单元57运算出的提前角θ0被输入到加法单元58中，加法单元58通过将提前角θ0与电动机角度θm相加以便计算出“补正后的电动机角度θe”，电动机角度θe被输入到2相/3相变换单元51中。

[0012] 从2相/3相变换单元51输出的三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref分别被输入到减法单元52(减法单元52u、减法单元52v以及减法单元52w)中，减法单元52计算出三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref与由电动机电流检测单元55A检测出的各相电流Imu、Imv以及Imw之间的偏差ΔIu、ΔIv以及ΔIw。偏差ΔIu、ΔIv以及ΔIw被输入到PI控制单元53中，然后再经由PWM控制单元54以及逆变器55对电动机20进行驱动控制。

[0013] 尽管在图3的矢量控制方法中反馈了三个相的电流，但“反馈经3相/2相变换(U相电流、V相电流以及W相电流→dq轴电流)后的电动机检测电流”的两相反馈式的电动机控制装置也是已知的(例如，日本特开2008-211908号公报：专利文献1)。专利文献1的装置公开了这样一种方法，即，基于电动机端子之间的反电动势实测值来求得能够变成所期望的扭矩的各相电流，通过进行3相/2相变换来求得dq轴电流指令值。并且，专利文献1的装置公开了“对起因于被包含在反电动势实测值中的畸变成分的扭矩脉动进行补偿”。

[0014] 现有技术文献

[0015] 专利文献

[0016] 专利文献1：日本特开2008-211908号公报

[0017] 专利文献2：日本特开2011-223724号公报

发明内容

[0018] 发明要解决的技术问题

[0019] 然而，在专利文献1的装置中，当电动机高速旋转的时候，电流反馈控制的控制频带的影响可能会造成反电动势实测值的畸变成分的谐波成分的补偿变得不够充分。

[0020] 还有，日本特开2011-223724号公报(专利文献2)公开了这样一种现有技术，即，基于电流指令值、旋转角度以及角速度来计算出用于进行前馈控制的补正值，使得能够抵消因电动机的感应电压的谐波成分而产生的扭矩脉动，并且，通过使用计算出的补正值来对电压指令值进行补正。

[0021] 然而，因为前馈控制很容易受到电动机电阻和电动机电感的误差的影响，所以存在“无法充分地进行扭矩脉动的补偿”的可能性。还有，尽管专利文献2公开了“将起因于感应电压的五次谐波以及七次谐波的补偿与dq轴电流指令值相加”，但是专利文献2根本没有表示感应电压的五次谐波以及七次谐波与“与dq轴电流指令值相加”的补偿值之间的关系。

[0022] 本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置通过泰勒展开(麦克劳林展开)来抽出dq轴控制系统的反电动势所含有的谐波成分，通过高精度地对谐波成分的增益以及相位进行补正来抑制扭矩变动。

[0023] 解决技术问题的技术方案

[0024] 本发明涉及一种电动机控制装置，其通过dq轴旋转坐标系的矢量控制对具有三相或更多相数的无刷电动机进行驱动，本发明的上述目的可以通过下述这样实现，即：具备基于所述无刷电动机的扭矩指令值τc、所述无刷电动机的旋转角度θe以及电动机角速度ω来运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq的电流指令值运算单元，所述电流指令值运算单元通过泰勒展开来抽出所述无刷电动机的dq轴反电动势所含有的谐波成分，分别通过增益增加以及相位超前对所述谐波成分的增益以及相位进行补正，以便对起因于电流控制频带的衰减进行补偿。

[0025] 还有，本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现，即：在将所述d轴反电动势设定为ed，并且，将所述q轴反电动势设定为eq的情况下，所述q轴电流指令值iq由iq＝(2/3·τc·ω－ed·id)/eq来表示，抽出ω/eq以及ed/eq的谐波成分；或，所述电流指令值运算单元内的运算处理单元由第1加法单元、第1抽出单元、第2抽出单元、第3抽出单元、第1乘法单元以及第2乘法单元、第1运算单元、第2运算单元和减法单元来构成，所述第1加法单元将来自提前角补正单元的提前角与所述旋转角度θe相加，所述第1抽出单元从所述第1加法单元的加法结果中抽出ω/eq的交流成分，所述第2抽出单元从所述第1加法单元的加法结果中只抽出ed/eq的交流成分，所述第3抽出单元抽出ω/eq的直流成分，所述第1乘法单元以及所述第2乘法单元将补正增益与所述第1抽出单元以及所述第2抽出单元的各个输出相乘，所述第1运算单元基于所述第1乘法单元的乘法结果、所述直流成分以及所述d轴电流指令值id来获得q轴第1补正信号，所述第2运算单元基于所述第2乘法单元的乘法结果以及所述d轴电流指令值id来获得q轴第2补正信号，所述减法单元通过从所述q轴第1补正信号中减去所述q轴第2补正信号来输出所述q轴电流指令值iq；或，所述运算处理单元内的提前角补正单元的提前角特性被设置成随着所述电动机角速度ω的增大而非线性地增加；或，所述运算处理单元内的增益补正单元的特性被设置成随着所述电动机角速度ω的增大而非线性地或线性地增加。

[0026] 此外，本发明的上述目的可以通过搭载了上述电动机控制装置的电动助力转向装置来实现。

[0027] 发明效果

[0028] 根据本发明的电动机控制装置，因为通过泰勒展开(在0附近的话，则通过麦克劳林展开)来抽出dq轴控制系统的反电动势所含有的谐波成分，并且，对谐波成分的增益以及相位进行补正，所以能够简单地进行高精度的补正，并且还可以抑制电动机输出的扭矩变动。

[0029] 通过将上述电动机控制装置搭载在电动助力转向装置中，就能够提供具备了高性能的ECU的电动助力转向装置。

附图说明

[0030] 图1是表示电动助力转向装置的概要的结构图。

[0031] 图2是表示电动助力转向装置的控制系统的结构示例的结构框图。

[0032] 图3是表示矢量控制方法的结构示例(三相反馈式)的结构框图。

[0033] 图4是表示电流控制的特性示例的波特图。

[0034] 图5是表示本发明的三相反馈式矢量控制系统的结构示例的结构框图。

[0035] 图6是表示本发明的两相反馈式矢量控制系统的结构示例的结构框图。

[0036] 图7是表示本发明的电流指令值运算单元的结构示例的结构框图。

[0037] 图8是表示提前角补正单元的特性示例的特性图。

[0038] 图9是表示增益补正单元的特性示例的特性图。

[0039] 图10是表示本发明(电流指令值运算单元)的动作示例的流程图。

[0040] 图11是表示显示了本发明的效果的模拟结果的时间图。

具体实施方式

[0041] 本发明的电动机控制装置可以应用于具有三相或更多相数的无刷电动机。本发明的电动机控制装置通过泰勒展开(在0附近的话，则通过麦克劳林展开)来抽出dq轴控制系统的反电动势所含有的谐波成分，针对q轴电流指令值，通过增益增加以及相位超前对谐波成分的增益以及相位进行补正。也就是说，本发明设置了基于无刷电动机的扭矩指令值τc、无刷电动机的电动机角度(旋转角度)θe以及电动机角速度ω来运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq的电流指令值运算单元，电流指令值运算单元通过泰勒展开(在0附近的话，则通过麦克劳林展开)来抽出无刷电动机的dq轴反电动势所含有的谐波成分(尤其是五次谐波、七次谐波)，分别通过增益增加以及相位超前对所述谐波成分的增益以及相位进行补正，以便对起因于电流控制频带的衰减进行补偿。还有，在将d轴反电动势设定为ed，并且，将q轴反电动势设定为eq的情况下，q轴电流指令值iq由iq＝(2/3·τc·ω－ed·id)/eq来表示，抽出ω/eq以及ed/eq的谐波成分。通过这样做，就能够简单地进行高精度的补正，并且还可以抑制电动机输出的扭矩变动。

[0042] 通过将上述电动机控制装置搭载在电动助力转向装置中，就能够提供具备了高性能的ECU的电动助力转向装置。

[0043] 下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

[0044] 在本发明中，在无刷电动机的控制方法中，进行“能够减少因电动机反电动势所含有的谐波成分的影响而造成的扭矩变动”的q轴电流指令值iq的计算，还有，q轴电流指令值iq的计算式由下述式1来表示(例如，参照由本申请人以前申请的专利文献，即，参照日本特开2004-201487号公报)。

[0045] 式1

[0046]

[0047] 其中，ω为电动机转速[rad./s]，τc为扭矩指令值[Nm]，ed为d轴电动机反电动势[V]，eq为q轴电动机反电动势[V]，id为d轴电流指令值[A]，iq为q轴电流指令值[A]。

[0048] 因为上述式1的ω/eq以及ed/eq中含有反电动势的谐波成分，所以q轴电流指令值iq中含有能够减少起因于反电动势谐波成分的扭矩脉动的成分。另一方面，由于从电流指令值到电流值的响应性取决于电流反馈控制的控制频带，所以高频成分的幅度变小，并且会产生相位延迟。因为谐波成分为电动机转速(角速度)的函数，所以电动机旋转时的转速越高，则抑制扭矩变动的能力就会越弱。因此，通过高精度地对上述式1的ω/eq以及ed/eq所含有的谐波成分的增益以及相位进行补正，就能够确保“抑制电动机高速旋转时所产生的扭矩变动”的能力。在本发明中，通过使用泰勒展开(在0附近的话，则通过使用麦克劳林展开)来求得需要补正的谐波成分。

[0049] 在考虑了五次谐波以及七次谐波的情况下，可以用下述式2来表示电动机反电动势。

[0050] 式2

[0051] eu＝K1ω(sin(θe)+r5sin(5θe)+r7sin(7θe))

[0052]

[0053]

[0054] 其中，eu为U相的反电动势[V]，ev为V相的反电动势[V]，ew为W相的反电动势[V]，r5为相对于一次成分的五次成分的含有比例，r7为相对于一次成分的七次成分的含有比例，ω为电动机角速度[rad./s]，θe为电动机电角度[rad./s]。

[0055] 在这里，通过使用下述式3的3相/2相变换式来求得dq轴上的反电动势的话，则变成下述式4。此外，用六次谐波来表示dq轴上的反电动势。

[0056] 式3

[0057]

[0058] 式4

[0059] ed＝K5ωsin(6θe)+K7ωsin(6θe)

[0060] ＝K1(r5ωsin(6θe)+r7ωsin(6θe))

[0061] eq＝K1ω-K5ωcos(6θe)+K7ωcos(6θe)

[0062] ＝K1(ω-r5ωcos(6θe)+r7ωcos(6θe))

[0063] 其中，ed为d轴电动机反电动势[V]，eq为q轴电动机反电动势[V]。

[0064] 产生“能够抑制起因于电动机反电动势谐波成分的扭矩变动”的电动机电流的方法，例如如日本特开2004-201487号公报所公开那样，可以用下述式5来表示。

[0065] 式5

[0066]

[0067] 将式3以及式4代入到式5中的话，则变成下述式6。

[0068] 式6

[0069]

[0070] 一般来说，电流控制的频率特性为如图4所示那样的低通滤波器(LPF)特性。因为随着转速的增加，式6中的电动机角度θe的变化增大，所以q轴电流指令值iq所含有的交流成分的频率变高。那样的话，因为q轴电流指令值iq所含有的交流成分因电流控制的频率特性而衰减，然后变成实际电流，所以式5的电流就不会流动，就会产生高频扭矩脉动，从而使工作音恶化。

[0071] 为了防止谐波成分衰减，在本发明中，从式6中抽出交流成分。从式6可知，以加法和乘法的方式抽出不了电动机角度θe的函数部分。因此，需要通过使用泰勒展开来将电动机角度θe的函数部分和电动机角度θe的非函数部分分开来。首先，对式6的第1项进行讨论。

[0072] 使下述式7成立的话，则泰勒展开变成下述式8。

[0073] 式7

[0074]

[0075] 式8

[0076]

[0077] 从式8可知，式8的右边第1项不依赖于电动机角度θe。对此进行求解的话，则式8的右边第1项变成下述式9。

[0078] 式9

[0079]

[0080] 因此，依赖于电动机角度θe的部分变成下述式10。

[0081] 式10

[0082]

[0083] 通过将上述式10作为电动机角度θe的函数并且参照查找表(Look-Up Table)等的话，就能够预先求得上述式10。

[0084] 接下来，对式6的第2项进行讨论。

[0085] 式11

[0086]

[0087] 根据式11来求得泰勒展开式的第1项的话，则变成下述式12。

[0088] 式12

[0089]

[0090] 因此，可知在函数g(θ)中没有“不依赖于电动机角度θ”的项，通过参照查找表等的话，就能够预先求得函数g(θ)。

[0091] 最后，对抽出的交流成分进行增益增加以及相位超前的处理。增益增加量以及相位超前量被设定成能够抵消起因于电流控制频带的衰减。

[0092] 因为本发明涉及一种通过dq轴旋转坐标系来进行矢量控制的电动机控制装置，尤其与电流指令值运算单元内的q轴电流指令值iq的补正有关，所以本发明可以应用于如图5所示那样的三相反馈式的dq轴旋转坐标系的矢量控制或如图6所示那样的两相反馈式的dq轴旋转坐标系的矢量控制。

[0093] 在图5的矢量控制系统中，设有用来运算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq并对其进行补正的电流指令值运算单元100，扭矩指令值τc、车速Vel、来自与电动机200相连接的旋转传感器201的电动机角度(旋转角度)θe以及由角速度运算单元202运算出的电动机角速度ω被输入到电流指令值运算单元100中。由电流指令值运算单元100运算出的d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq被输入到2相/3相变换单元210中，与电动机角度θe同步后，被变换成三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref。三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref分别被输入到减法单元203(减法单元203u、减法单元203v以及减法单元203w)中，减法单元203计算出三个相的电流指令值Iuref、Ivref以及Iwref与由电流检测电路232A检测出的电动机电流Imu、Imv以及Imw之间的偏差ΔIu、ΔIv以及ΔIw。计算出的偏差ΔIu、ΔIv以及ΔIw被输入到PI控制单元230中，经过电流控制后得到的三个相的电压控制指令值Vuref、Vvref以及Vwref被输入到PWM控制单元231中，基于由PWM控制单元231运算出的各相占空比并且经过逆变器232来对电动机200进行驱动。

[0094] 此外，尽管在图5中电流检测电路232A被设置在逆变器232内，但也可以通过电动机200的供电线等来检测出电动机电流。

[0095] 还有，在图6的矢量控制系统中，设有用来使由电流检测电路232A检测出的三个相的电动机电流Imu、Imv以及Imw与电动机角度θe同步后再将它们变换成两个相的电流Imd以及Imq的3相/2相变换单元220。由电流指令值运算单元100运算出并进行补正后的d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq被输入到减法单元203(减法单元203d以及减法单元203q)中，减法单元203计算出d轴电流指令值id以及q轴电流指令值iq与来自3相/2相变换单元220的两个相的电流Imd以及Imq之间的偏差Δid以及Δiq。偏差Δid以及Δiq被输入到PI控制单元230中，经过PI控制后得到的电压Vdref以及Vqref被输入到2相/3相变换单元210中，经过3相变换后得到的三个相的电压控制指令值Vuref、Vvref以及Vwref被输入到PWM控制单元231中，之后，执行与图5的场合相同的动作。

[0096] 图5的控制系统为“反馈三个相的电动机电流Imu、Imv以及Imw”的三相反馈式的控制系统，图6的控制系统为“将三个相的电动机电流Imu、Imv以及Imw变换成两个相的电流Imd以及Imq之后，再反馈两个相的电流Imd以及Imq”的两相反馈式的控制系统。

[0097] 根据如上所述的式2～式12的说明，电流指令值运算单元100具有如图7所示那样的结构。也就是说，电流指令值运算单元100设有对应于式9的直流成分单元(ω/eq)103、对应于式10的交流成分单元(ω/eq)110以及对应于式11的只有交流成分(edω/eq)的部分111。扭矩指令值τc被输入到增益单元101中。来自增益单元101的扭矩指令值τc1被输入到用来构成第1运算单元的乘法单元115中，并且还被输入到id设定单元102中。id设定单元102输出d轴电流指令值id。d轴电流指令值id被输入到用来构成第2运算单元的乘法单元116中。还有，电动机角度θe在增益单元104与6相乘后，被输入到加法单元105中。

[0098] 电动机角速度ω被输入到提前角补正单元120以及增益补正单元130中。加法单元105对来自提前角补正单元120的提前角θ0进行加法运算，加法单元105进行加法运算后得到的电动机角度θ1被输入到交流成分单元110以及111中。由交流成分单元110抽出的交流成分被输入到用来构成第1运算单元的乘法单元113中，由抽出单元130抽出的交流成分被输入到用来构成第2运算单元的乘法单元112中。还有，来自增益补正单元130的补正增益G被输入到第1运算单元的乘法单元113中，并且还被输入到第2运算单元的乘法单元112中。

[0099] 直流成分单元103的直流成分(ω/eq)被输入到第1运算单元的加法单元114中，在乘法单元113中得到的乘法结果也被输入到加法单元114中。在加法单元114中得到的加法结果被输入到乘法单元115中，作为在乘法单元115中扭矩指令τc1与在加法单元114中得到的加法结果相乘后得到的乘法结果的电流值i1被加法输入到减法单元117中。还有，在乘法单元112中得到的乘法结果被输入到乘法单元116中，作为在乘法单元116中d轴电流指令值id与在乘法单元112中得到的乘法结果相乘后得到的乘法结果的电流值i2被减法输入到减法单元117中。减法单元117进行“i1－i2＝iq”的减法运算，并且输出作为减法结果的q轴电流指令值iq。

[0100] 尽管例如如图8所示那样，提前角运算单元120具有随着电动机角速度ω的增大而逐渐非线性地增加的提前角特性A或B，但可以在能够抵消起因于电流控制频带的衰减的范围内，自由地设定增加特性以及增加率。还有，尽管例如如图9所示那样，增益补正单元130具有随着电动机角速度ω的增大而线性地增加的增益特性A或随着电动机角速度ω的增大而像非线性B一样逐渐增加的增益特性B，但可以在能够抵消起因于电流控制频带的衰减的范围内，自由地设定增加特性以及增加率。

[0101] 在这样的结构中，参照图10的流程图对其动作示例进行说明。

[0102] 首先，输入扭矩指令值τc、电动机角度θe和电动机角速度ω(步骤S1)，将在增益单元101中扭矩指令值τc与增益(2/3·1/K1)相乘后得到的扭矩指令值τc1输入到乘法单元115中，并且还将其输入到id设定单元102中(步骤S2)。id设定单元102设定并输出q轴电流指令值iq，并且还将q轴电流指令值iq输入到乘法单元116中(步骤S3)。

[0103] 电动机角度θe在增益单元104与增益相乘后(与6相乘后)被输入到加法单元105中，提前角补正单元120基于电动机角速度ω来运算出提前角θ0，提前角θ0被输入到加法单元105中以便进行提前角处理(步骤S4)。还有，增益补正单元130对电动机角速度ω进行增益补正，补正增益G被输入到乘法单元113以及乘法单元112中(步骤S5)。

[0104] 交流成分单元110以及111对作为在加法单元105中得到的加法结果的经过提前角处理后的电动机角度θ1进行抽出处理，通过直流成分单元103来抽出直流成分(步骤S10)，抽出的交流成分在乘法单元与补正增益G相乘后，该乘法结果在加法单元114与抽出的直流成分相加，加法结果在乘法单元115与扭矩指令值相乘(步骤S20)，作为乘法结果的电流值i1被输入到减法单元117中。由交流成分单元111抽出的交流成分在乘法单元112与补正增益G相乘后，该乘法结果在乘法单元112与d轴电流指令值id相乘(步骤S21)，作为乘法结果的电流值i2被输入到减法单元117中。减法单元117进行“i1－i2＝iq”的减法运算(步骤S22)，并且输出作为减法结果的q轴电流指令值iq(步骤S23)。

[0105] 图11示出了本发明的模拟结果，图11(A)为“没有进行谐波成分的增益以及相位的补偿”的现有技术，图11(B)为“进行谐波成分的增益以及相位的补偿”的本发明的特性。从图11可以明显地看出，通过本发明的补偿，显著地抑制了电动机输出扭矩的变动。

[0106] 此外，尽管在上述实施方式中，以三相电动机为例，对本发明进行了说明，但本发明也可以应用于能够进行矢量控制的多相电动机。

[0107] 附图标记说明

[0108] 1          转向盘(方向盘)

[0109] 2          柱轴(转向轴或方向盘轴)

[0110] 10         扭矩传感器

[0111] 12         车速传感器

[0112] 13         电池

[0113] 20、200     电动机

[0114] 30         控制单元(ECU)

[0115] 31         电流指令值运算单元

[0116] 35         PI控制单元

[0117] 36、231     PWM控制单元

[0118] 37、232     逆变器

[0119] 100        电流指令值运算单元

[0120] 120        提前角补正单元

[0121] 130        增益补正单元

[0122] 201        旋转传感器

[0123] 202        角速度运算单元

[0124] 210        2相/3相变换单元

[0125] 220        3相/2相变换单元