一种多变流器并联有源阻尼控制方法

摘要

本发明提出一种多变流器并联有源阻尼控制方法，能够解决多变流器并联时系统稳定性的问题。每一个单独的变流器采用双电流环控制，其中的外环为输出电流，内环实现有源阻尼；该方法的特点是：内环电容的电流采样后经过比例环节，然后还进行延时补偿环节，再加入电流控制环中从而实现有源阻尼；延时补偿环节的表达式如下：gp用于调节全频段的增益；gr是谐振频率的增益；ωc为谐振频率，取变流器的开关频率ωs；θ为超前相位角度，取值满足使延时补偿环节在LCL网络谐振频率ωr处的相位超前30°‑45°。本发明通过加入相位补偿环节，抵消控制延时造成的相位滞后，增强了电力电子变流器的输出阻抗控制效果。

权利要求

1.一种多变流器并联有源阻尼控制方法，变流器的输出滤波电路采用LCL网络，且全部的变流器在同一点接入电网中；每一个单独的变流器采用双电流环控制，其中的外环为输出电流，内环为电容电流比例反馈实现的有源阻尼；其特征在于：内环电容的电流采样后经过比例环节，然后还进行延时补偿环节，再加入电流环中从而实现有源阻尼；所述延时补偿环节的表达式如下：gp用于调节全频段的增益；

gr是谐振频率的增益；

ωc为系统的关键谐振频率，取变流器的开关频率ωs；

θ为超前相位角度，取值满足使延时补偿环节在LCL网络谐振频率ωr处的相位超前30°-

45°，即满足下式：

2.根据权利要求1所述的多变流器并联有源阻尼控制方法，其特征在于：gp取值为1，gr取值为1.414。

3.根据权利要求1所述的多变流器并联有源阻尼控制方法，其特征在于：内环电容的电流采样后的比例环节系数kc，由以下步骤计算确定：

1)按照下式，计算电流内环的开环传递函数相频曲线穿越180°的频率ωx；

Ts为周期；

2)比例环节系数kc应使电流环传递函数在穿越ωx处具有正的幅值，按照下式计算比例环节系数kc；

Gcom表示相位补偿量；

表示变流器端口电压到电网电流的系数。

说明书

一种多变流器并联有源阻尼控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于多逆变器并联控制技术，具体涉及一种有源阻尼控制方法，用于增加多个变流器并联运行时系统的稳定性。

背景技术

[0002] 近年来新能源发电技术的迅速发展，微电网系统得到了越来越多的重视。电力电子变流器在系能源发电领域具有重要的作用，它是分布式能源和电网连接的纽带，承担着能量传输的功能。随着分布式发电的规模不断增加，电力电子变流器需要传输的功率越来越大。将多个电力电子变流器并联使用可以增加其传输的功率。但是考虑到电网阻抗的存在，多个电力电子变流器之间会相互耦合，出现谐振等稳定性的问题。

[0003] 对于多个电力电子变流器并联的系统，注入电网电流的质量和系统的稳定性是决定其性能的重要因素。虽然单独一个电力电子变流器的设计符合相关规范且运行稳定，但是因为电力电子变流器之间的耦合作用，也会使得多个变流器并联的系统出现稳定性的问题。在无阻尼的情况下，电力电子变流器的输出滤波电路可能会出现谐振。并且，谐振的频率会随着电网阻抗和并联运行的电力电子变流器的数量变大而变化。因此对于多个电力电子变流器并联的系统，在应用有源阻尼控制时，需要考虑系统参数发生变化时阻尼控制的有效性。

[0004] 数字控制的延时是影响有源阻尼效果的重要因素，延时会改变系统的关键谐振频率。对于电容电流反馈的有源阻尼控制，如果LCL网络的谐振频率大于系统的关键谐振频率，那么当线路阻抗增加时，系统由非最小相位系统变化为最小相位系统。当LCL网络的谐振频率接近于系统的关键谐振频率时，系统的稳定性变的更差。

发明内容

[0005] 为了解决多变流器并联时系统稳定性的问题，本发明提出一种新的有源阻尼控制方法。

[0006] 本发明的解决方案如下：

[0007] 该多变流器并联有源阻尼控制方法，变流器的输出滤波电路采用LCL网络，且全部的变流器在同一点接入电网中；每一个单独的变流器采用双电流环控制，其中的外环为输出电流，内环为电容电流比例反馈实现的有源阻尼；其中，内环电容的电流采样后经过比例环节，然后还进行延时补偿环节，再加入电流环中从而实现有源阻尼；所述延时补偿环节的表达式如下：

[0008]

[0009] gp用于调节全频段的增益；

[0010] gr是谐振频率的增益；

[0011] ωc为谐振频率，取变流器的开关频率ωs；

[0012] θ为超前相位角度，取值满足使延时补偿环节在LCL网络谐振频率ωr处的相位超前30°-45°，即满足下式：

[0013]

[0014] 进一步的，最优参数配置为：gp取值为1，gr取值为1.414。

[0015] 进一步的，内环电容的电流采样后的比例环节系数kc，由以下步骤计算确定：

[0016] 1)按照下式，计算电流内环的开环传递函数相频曲线穿越180°的频率ωx；

[0017]

[0018] 2)比例环节系数kc应使电流环传递函数在穿越ωx处具有正的幅值，按照下式计算比例环节系数kc；

[0019]

[0020] 本发明具有以下有益效果：

[0021] 通过加入相位补偿环节，抵消控制延时造成的相位滞后，增强了电力电子变流器的输出阻抗控制效果。对于多个电力电子变流器并联的应用场合,提高了系统的稳定性。

附图说明

[0022] 图1为逆变器并联系统电路结构图。

[0023] 图2为电力电子变流器电流控制环结构图。

[0024] 图3为电力电子变流器诺顿等效电路。

[0025] 图4为多个电力电子变流器并联等效电路。

[0026] 图5为本发明延时补偿后电力电子变流器电流控制环结构图。

[0027] 图6为延时补偿控制器的bode图。

具体实施方式

[0028] 以下结合附图对本发明作进一步详述：

[0029] 图1所示为多个电力电子变流器并联接入电网的电路结构，图中，并联的电力电子变流器在同一点接入电网，且所有的变流器输出滤波器采用LCL网络，其中L1为变流器侧电感，L2为网侧电感，CF为滤波电容。Zs为公共连接点到电网之间的线路阻抗，ug代表电网电压源。多个电力电子变流器并联，可以提高输出容量；且多个变流器的冗余能够提高系统整体的稳定性。

[0030] 常规的电力电子变流器的电流控制环如图2所示，每一个单独的电力电子变流器采用双电流环控制，其中的外环为输出电流，内环为电容电流比例反馈实现的有源阻尼。图中，Iref是输出电流的指令值，网侧电感电流ig经过采样作为反馈值，通过闭环实现对注入电网电流的控制。其中的电容的电流Ic采样后经过比例环节，加入到电流环中，用于实现有源阻尼。

[0031] 如图3所示，基于双电流环的的控制策略，电力电子变流器及其输出LCL滤波网络可以等效为电流源I和输出导纳Yo并联的诺顿等效电路。输出电流的表达式如下：

[0032] ig＝I-Youpcc(1)

[0033] 式中，upcc表示PCC点电压；I表示电流源，其表达式如下：

[0034]

[0035] 式中， 分别表示指令电流到电网电流的系数和变流器端口电压到电网电流的系数，式中各符号的表达式如下：

[0036]

[0037]

[0038] Yo＝(s2L1CF+skcGd+1)/Δ (5)

[0039] Δ＝s3L1L2CF+s2L2CFkcGd+s(L1+L2)+GcGd (6)

[0040] 上式中，Gc表示电流控制器，kc表示有源阻尼系数，Gd表示数字控制的延时。研究表明，Gd的表达式可以由公式(7)近似描述。

[0041]

[0042] 基于图3的电力电子变流器诺顿等效电路，可以得到多个变流器并联时的系统等效电路，如图4所示。此时，第i个电力电子变流器的输出电流表达式如下：

[0043]

[0044] 公式(8)中，输出电流有三部分组成，第一部分是电力电子变流器i的输出电流，第二部分为其它电力电子变流器产生的环流，第三部分是电网电压产生的电流。

[0045] 考虑到各电力电子变流器的载波并不同步，因此变流器输出电流中的高频成分不一致。当变流器i和其它变流器之间载波刚好反向时，流入电流器i的高频环流最大。

[0046] 由公式(6)可知，当电力电子变流器等效输出阻抗|Zo|增大时，Δ会变大；再根据公式(4)，当Δ变大时， 会变小；再根据公式(2)可知， 变小时，Ii中的高频成分会得到有效的抑制。因此通过增加变流器的输出阻抗|Zo|的值，可以实现抑制高频环流的目的。

[0047] 为了实现增加|Zo|的目的，在采用电容电流比例反馈有源阻尼时，数字控制的延时必须得到补偿。基于此，在有源阻尼的内环中，加入相位补偿器，其表达式如下：

[0048]

[0049] 式中，gp用于调节全频段的增益，gr是谐振频率的增益，ωc表示谐振频率，θ表示相位超前的角度。

[0050] 加入延时补偿环节后，电力电子变流器的控制环如图5所示。取参数gp＝1，gr＝1.414，ωc＝62800和θ＝25°，延时补偿环节的波特图如图6所示。可以看到，延时补偿器传递函数在谐振频率附近有很高的相位超前补偿能力，能够很好的补偿延时环节带来的相位滞后问题。