公开了一种电压调节器及其操作方法。电压调节器包括电耦合至输入电压端子的功率级、用于控制功率级的控制器以及感测网络的串联连接在输入电压端子与功率级之间的分流电阻器。在非校准模式下，感测网络的第一电平移动电阻器串联地电连接在分流电阻器的第一端子与控制器的第一感测引脚之间，并且感测网络的第二电平移动电阻器串联地电连接在分流电阻器的第二端子与控制器的第二感测引脚之间。在校准模式下，控制器的第一感测引脚和第二感测引脚经由感测网络的第一电平移动电阻器和第二电平移动电阻器电连接至分流电阻器的同一端子。
感测网络，其包括：分流电阻器，所述分流电阻器串联连接在所述输入电压端子与所述功率级之间；第一电平移动电阻器，所述第一电平移动电阻器串联连接在所述分流电阻器的第一端子与所述控制器的第一感测引脚之间；以及第二电平移动电阻器，所述第二电平移动电阻器串联连接在所述分流电阻器的第二端子与所述控制器的第二感测引脚之间；以及校准电路，其被配置成响应于所述控制器进入校准模式而将所述控制器的所述第一感测引脚和所述第二感测引脚经由所述感测网络的所述第一电平移动电阻器和所述第二电平移动电阻器而电连接至所述分流电阻器的同一端子。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成在所述校准模式下测量所述第一感测引脚和所述第二感测引脚处的电流和/或电压，以及其中，所述控制器被配置成：将在所述校准模式下测量的电流和/或电压用作用于调整在所述校准模式之外当所述第一电平移动电阻器连接至所述分流电阻器的所述第一端子并且所述第二电平移动电阻器连接至所述分流电阻器的所述第二端子时由所述控制器在所述第一感测引脚和所述第二感测引脚处获得的电流和/或电压测量结果的偏移。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成当所述控制器处于所述校准模式下时开关所述功率级以调节耦合至所述功率级的负载。
4.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述校准电路包括：
第一晶体管，其串联连接在所述分流电阻器的所述第二端子与所述感测网络的所述第二电平移动电阻器之间；
电阻器，其具有连接至所述分流电阻器的所述第一端子的第一端子和连接在所述第一晶体管与所述第二电平移动电阻器之间的第二端子，其中，所述第二晶体管被配置成响应于来自所述控制器的校准模式信号而关断所述第一晶体管，所述校准模式信号指示所述控制器正进入所述校准模式，其中，所述第一晶体管被配置成当所述第二晶体管被关断时将所述分流电阻器的所述第二端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开。
5.根据权利要求4所述的电压调节器，其中，所述第一晶体管是p沟道晶体管，其中，所述第二晶体管是n沟道晶体管，以及其中，所述校准电路还包括将所述p沟道晶体管的栅极连接至所述分流电阻器的所述第二端子的第一上拉电阻器，和将所述n沟道晶体管的栅极连接至电源的第二上拉电阻器。
6.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述校准电路包括：
第一晶体管，其串联连接在所述分流电阻器的所述第二端子与所述感测网络的所述第二电平移动电阻器之间；
第三晶体管，其将所述分流电阻器的所述第一端子连接在所述第一晶体管与所述第二电平移动电阻器之间；以及第四晶体管，其连接至所述第三晶体管的栅极，
其中，所述第二晶体管被配置成响应于来自所述控制器的校准模式信号而关断所述第一晶体管，所述校准模式信号指示所述控制器正进入所述校准模式，其中，所述第一晶体管被配置成当所述第二晶体管被关断时将所述分流电阻器的所述第二端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开，其中，所述第三晶体管被配置成在所述第一晶体管导通的情况下，将所述分流电阻器的所述第一端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开，其中，所述第四晶体管被配置成在所述第一晶体管关断的情况下导通所述第三晶体管，以在所述校准模式下将所述分流电阻器的所述第一端子连接至所述感测网络的所述第二电平移动电阻器。
7.根据权利要求6所述的电压调节器，其中，所述第一晶体管是第一p沟道晶体管，其中，所述第二晶体管是第一n沟道晶体管，其中，所述第三晶体管是第二p沟道晶体管，其中，所述第四晶体管是第二n沟道晶体管，以及其中，所述校准电路还包括将所述第一p沟道晶体管的栅极连接至所述分流电阻器的所述第二端子的第一上拉电阻器、将所述第一n沟道晶体管的栅极连接至电源的第二上拉电阻器以及将所述第二p沟道晶体管的栅极连接至所述分流电阻器的所述第一端子的第三上拉电阻器。
8.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成响应于调节器温度的变化、调节器输入电压的变化或由所述控制器接收的命令而进入所述校准模式。
9.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成以定期发生的时间间隔周期性地进入所述校准模式。
10.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成响应于调节器温度或调节器输入电压相比于来自先前校准时段的调节器温度或调节器输入电压改变超过一预定量而进入所述校准模式。
11.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，所述控制器被配置成通过在所述控制器的引脚处输出的信号来控制所述校准电路。
12.一种操作电压调节器的方法，所述电压调节器具有电耦合至输入电压端子的功率级、用于控制所述功率级的控制器以及感测网络的串联连接在所述输入电压端子和所述功率级之间的分流电阻器，所述方法包括：在非校准模式下，将所述感测网络的第一电平移动电阻器串联地电连接在所述分流电阻器的第一端子与所述控制器的第一感测引脚之间，并且将所述感测网络的第二电平移动电阻器串联地电连接在所述分流电阻器的第二端子与所述控制器的第二感测引脚之间；以及在校准模式下，将所述控制器的所述第一感测引脚和所述第二感测引脚经由所述感测网络的所述第一电平移动电阻器和所述第二电平移动电阻器而电连接至所述分流电阻器的同一端子。
在所述校准模式下测量所述第一感测引脚和所述第二感测引脚处的电流和/或电压；
基于在所述校准模式下测量的电流和/或电压，调整在所述非校准模式下由所述控制器在所述第一感测引脚和所述第二感测引脚处获得的电流和/或电压测量结果。
当在所述校准模式下测量所述第一感测引脚和所述第二感测引脚处的电流和/或电压时，开关所述功率级以调节耦合至所述功率级的负载。
15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电压调节器包括：第一晶体管，其串联连接在所述分流电阻器的所述第二端子与所述感测网络的所述第二电平移动电阻器之间；第二晶体管，其连接至所述第一晶体管的栅极；以及电阻器，其具有连接至所述分流电阻器的所述第一端子的第一端子和连接在所述第一晶体管与所述第二电平移动电阻器之间的第二端子，所述方法还包括：响应于来自所述控制器的校准模式信号而经由所述第二晶体管关断所述第一晶体管，所述校准模式信号指示所述控制器正进入所述校准模式；以及当所述第二晶体管被关断时，经由所述第一晶体管将所述分流电阻器的所述第二端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开。
16.根据权利要求12所述的方法，其中，所述电压调节器包括：第一晶体管，其串联连接在所述分流电阻器的所述第二端子与所述感测网络的所述第二电平移动电阻器之间；第二晶体管，其连接至所述第一晶体管的栅极；第三晶体管，其将所述分流电阻器的所述第一端子连接在所述第一晶体管与所述第二电平移动电阻器之间；以及第四晶体管，其连接至所述第三晶体管的栅极，所述方法还包括：响应于来自所述控制器的校准模式信号而经由所述第二晶体管关断所述第一晶体管，所述校准模式信号指示所述控制器正进入所述校准模式；
当所述第二晶体管被关断时，经由所述第一晶体管将所述分流电阻器的所述第二端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开；
如果所述第一晶体管导通，则经由所述第三晶体管将所述分流电阻器的所述第一端子从所述感测网络的所述第二电平移动电阻器断开；以及如果所述第一晶体管关断，则经由所述第四晶体管来导通所述第三晶体管，以在所述校准模式下将所述分流电阻器的所述第一端子连接至所述感测网络的所述第二电平移动电阻器。
17.根据权利要求12所述的方法，还包括：响应于调节器温度的变化、调节器输入电压的变化或由所述控制器接收的命令而进入所述校准模式。
响应于调节器温度或调节器输入电压相比于来自先前校准时段的调节器温度或调节器输入电压改变超过一预定量而进入所述校准模式。
通过在所述控制器的引脚处输出的信号来指示所述校准模式。
电压调节器及其操作方法
技术领域
[0001] 本申请涉及开关电压调节器，特别地涉及用于开关电压调节器的电压和电流感测校准。
背景技术
[0002] 开关电压调节器根据输入电压生成输出电压，并且开关电压调节器利用有源元件和无源元件被实现，其中，有源元件例如脉冲宽度调制控制器(PWM)、驱动器、功率MOSFET，无源元件例如电感器、变压器或耦合电感器、电容器和电阻器。通常，控制器测量输出电流和输出电压，以调节和监视输出电压。测量输入电流和输入电压使得控制器能够改进调节和监视，以及针对电压、电流和功率约束来监视输入功率。
[0003] 对于改进的调节算法以及针对电压、电流和功率约束而监视输入功率，在一些控制器中需要调节器输入电流和电压的知识。测量输入电流和电压需要控制器中的外部和内部感测电路。然而，感测网络中的元件可能随着时间漂移，这引入偏移误差。输入电压和工作温度也可能变化，从而引入另外的偏移误差。当负载被施加(有效)时，会引入附加的偏移误差。
[0004] 可以使用校准来解决偏移误差。然而，偏移校准需要感测的输入信号为零，而这在系统运行时间期间——即当负载被施加(有效)时——不能得到保证。因此，传统上，替代地使用具有非常高的精度和准确度并且具有最低温度漂移的元件来执行偏移校准。这些种类的元件不是标准的，因此增加了整体成本。另一传统方法涉及仅当调节器系统关闭时才执行偏移校准。然而，一些调节器系统从不关闭，这意味着在运行时间期间由元件漂移引入的误差无法被解决。此外，一些调节器系统很少使电力再循环并且感测电路元件值可能在下一电力周期之前已经漂移。因此，期望的是可以在电压调节器运行时间期间使用的有成本效益的校准技术和电路。
发明内容
[0005] 根据电压调节器的实施方式，电压调节器包括：输入电压端子；功率级，其电耦合至输入电压端子；控制器，其被配置成控制功率级的开关；感测网络；以及校准电路。感测网络包括串联连接在输入电压端子与功率级之间的分流(shunt)电阻器；串联连接在分流电阻器的第一端子与控制器的第一感测引脚之间的第一电平移动电阻器；以及串联连接在分流电阻器的第二端子与控制器的第二感测引脚之间的第二电平移动电阻器。校准电路被配置成响应于控制器进入校准模式而将控制器的第一感测引脚和第二感测引脚经由感测网络的第一电平移动电阻器和第二电平移动电阻器电连接至分流电阻器的同一端子。
[0006] 根据操作电压调节器的方法的实施方式，电压调节器具有电耦合至输入电压端子的功率级、用于控制功率级的控制器以及感测网络的串联连接在输入电压端子与功率级之间的分流电阻器，方法包括：在非校准模式下，将感测网络的第一电平移动电阻器串联地电连接在分流电阻器的第一端子与控制器的第一感测引脚之间，并且将感测网络的第二电平移动电阻器串联地电连接在分流电阻器的第二端子与控制器的第二感测引脚之间；以及在校准模式下，将控制器的第一感测引脚和第二感测引脚经由感测网络的第一电平移动电阻器和第二电平移动电阻器电连接至分流电阻器的同一端子。
[0007] 本领域技术人员通过阅读下面的具体实施方式并且通过查阅附图将认识到额外的特征和优点。
附图说明
[0008] 附图中的元素相对于彼此不一定按照比例。相似的附图标记指示相应的类似部分。各个示出的实施方式的特征可以相组合，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中绘出，并且在下面的描述中被详细说明。
[0009] 图1示出了具有校准电路的电压调节器的实施方式的框图；
[0010] 图2示出了与图1所示的电压调节器的工作相关联的各种波形；
[0011] 图3示出了具有校准电路的电压调节器的另一实施方式的框图；
[0012] 图4示出了用于电压调节器的校准方法的实施方式的流程图；
[0013] 图5示出了在图1和图3所示的调节器控制器内部的输入电压和输入电流感测电路的实施方式。
具体实施方式
[0014] 本文描述的实施方式提供了用于开关电压调节器的电压和电流感测校准。在开关电压调节器控制器外部的感测网络包括连接至调节器的输入电源轨的低欧姆分流电阻器，使得跨分流电阻器两端的电压与输入电流成比例。感测网络还包括将分流电阻器的端子连接至调节器控制器上的相应感测(输入)引脚的高欧姆串联电阻器。也在控制器外部的校准电路使得控制器能够在校准时段期间测量偏移。不仅可以在调节器系统关闭时激活偏移校准，而且可以在运行时间期间当连接至调节器的负载有效时激活偏移校准。偏移校准可以基于经过时间、温度、输入电压、总线命令或负载条件的变化而被触发。调节器控制器经由输出引脚来激活外部校准电路以实现校准处理。在校准期间，调节器不需要停止工作。
[0015] 图1示出了开关电压调节器的实施方式。电压调节器包括：输入电压端子100；被配置成根据输入电压端子100处的输入电压(Vin)来产生输出电压(Vout)的功率级102；以及，被配置成控制功率级102的开关的控制器104，例如微控制器、微处理器、ASIC(专用集成电路)等。功率级102电耦合至输入电压端子100，并且通过图1中的输出电感器(L)和电容器(C)电耦合至(未示出的)外部负载。或者，功率级102可以通过例如反激式配置中的变压器或耦合电感器来耦合至负载。
[0016] 本文描述的电压和电流感测校准技术不限于仅降压式和反激式转换器/调节器。本文描述的电压和电流感测校准技术可以应用于在高电压电平处需要进行电流感测校准的任何转换器/调节器应用。接下来，仅为了便于说明，在图1所示的降压式转换器的背景下来描述电压和电流感测校准技术。这些技术可以容易地扩展至在高电压电平处需要进行电流感测校准的其他类型的隔离或非隔离的电压调节器/转换器。
[0017] 返回至图1所示的示例性降压式转换器系统，功率级102具有耦合至负载的一个或更多个相。在图1的实施方式中，每个相包括用于将功率级102耦合至负载的高边晶体管(Q1)和低边晶体管(Q2)。高边晶体管Q1将负载可开关地连接至电压调节器的输入电压轨(Vin)，而相应的低边晶体管Q2将负载在不同时段可开关地连接至地。为了便于图示，在图1中功率级102被示为具有一个相。通常，功率级102可以具有包括一个相(单相实现)和不止一个相(多相实现)的任意期望数目的相。由电压调节器供电的负载可以是高性能集成电路，例如微处理器、图形处理器、网络处理器等，或者是需要电压调节的其他类型的集成电路，例如POL(负载点)。
[0018] 控制器104通过调节被传送至负载的电流来调节由功率级102传送至负载的电压(Vout)。控制器104可以包括脉冲宽度调制器(PWM)单元106，脉冲宽度调制器(PWM)单元106用于经由相应的PWM控制信号(PWM)来开关功率级102的晶体管Q1、Q2，使得功率级102向负载供应电流或从负载吸收(sink)电流。当PWM控制信号处于逻辑电平高时，高边晶体管Q1被置于导通状态，电感器电流通过高边晶体管Q1被供应或吸收，并且通过电感器的电流在持续时间内增大。这通常称为“接通时间”，并且认为功率级102是“接通的”。当PWM控制信号处于逻辑电平低时，相应的低边晶体管Q2被置于导通状态，电流从低边晶体管Q2被供应或吸收，并且通过晶体管的电流在持续时间内减小。这通常称为“关断时间”，并且认为功率级102是“关断的”。当PWM控制信号处于三价或高阻抗逻辑电平(PWM控制信号不高也不低)时，高边晶体管Q1和低边晶体管Q2二者均被置于非导通状态，电流通过低边晶体管体二极管或高边晶体管体二极管被供应或吸收，并且通过电感器的电流的大小向零减小。这通常称为“HiZ-时间”或“非激活时间”，并且认为功率级102处于“高Z”或非激活状态。
[0019] 在DCM(非连续导通模式)下，当电感器电流达到零时，不允许低边晶体管Q2导通。然后，周期由接通时间、随后的关断时间、随后的HiZ时间组成。在HiZ时间期间，电感器电流接近零，并且一旦其为零则在周期的持续时间内不变。因此，电感器电流在DCM下在开关周期的一部分期间不会达到零。在CCM(连续导通模式)下，电感器电流在开关周期之间不会停在零处。即，在DCM下，电感器电流总是为正或零，而在CCM下，电感器电流可以为正或负，但不会停留在零处。电感器电流可以例如在无负载情况下跨过零并且变成负，以及电压调节器可以在三角形电感器电流以零为中心的CCM下工作。
[0020] 在CCM或DCM下，驱动器电路108响应于控制器104所提供的PWM控制信号向功率级102的高边晶体管Q1和低边晶体管Q2的栅极提供相应的栅极驱动信号G1、G2。每个功率级相的激活状态和相应的高边晶体管Q1和低边晶体管Q2的占空比至少部分地基于施加于负载的输出电压(Vout)来被确定，使得电压调节器可以对变化的负载条件尽可能迅速和可靠地做出反应。
[0021] 控制器104可以对从一个参考电压到另一参考电压的变化进行管理。控制器104还可以确定输出电压(Vout)与参考电压之间的误差，并且将误差电压转换成被提供至控制器104的PWM单元106的数字表示，以例如通过调整占空比来修改功率级晶体管Q1、Q2的开关周期。这样的电压调节功能在典型的数控开关电压调节器中是标准的，因此在这一点上不做进一步说明。
[0022] 除了调节被传送至负载的电压以外，控制器104还在不使用外部放大器并且控制器104不必连接至超过其最大额定电压的电压——即使调节器输入电压轨Vin(例如，12V)可能显著高于控制器104的内部供电轨(例如，3.3V)——的情况下，内部地感测输入电压和/或输入电流。为此，控制器104使用电阻式感测网络来测量输入电压和/或输入电流。
[0023] 电阻式感测网络包括低欧姆分流电阻器Rshunt和一对高欧姆电平移动串联电阻器R1、R2。分流电阻器Rshunt串联连接在输入电压端子100与功率级102之间。跨分流电阻器Rshunt两端的电压(VRshunt)是输入电流(Iin)的函数或表示。每个电平移动电阻器R1、R2将分流电阻器Rshunt的一个端子连接至控制器104的感测(输入)引脚IINSEN、VINSEN，以使得控制器104能够测量输入电压和/或输入电流。在一个实施方式中，控制器104通过向感测引脚IINSEN、VINSEN提供偏置电流来测量输入电压和/或输入电流。电平移动电阻器R1、R2使得高电压输入电流的电平能够被移动至给控制器104的合适的输入电压。以这种方式，即使调节器输入电压轨高于感测引脚的最大电压，也不会超过在感测引脚IINSEN、VINSEN处所允许的最大电压。例如，输入电压可以是12V，并且在感测引脚IINSEN、VINSEN处允许的最大电压可以是1.5V至2V。电平移动电阻器R1、R2汲取电流以将输入电压Vin降至不大于1.5V至2V的电压电平，但是在非校准模式下、在电平移动电阻器Rx1、Rx2良好匹配的情况下仍在控制器104的感测引脚IINSEN、VINSEN处提供跨分流电阻器Rshunt两端的电压VRshunt。
[0024] 包括在感测网络中的分流电阻器Rshunt优选地具有从毫欧姆至微欧姆范围内的电阻。由于分流电阻器Rshunt通过稍微减小功率级102的输入电压轨而降低了系统效率，因此分流电阻器Rshunt是有损耗的，如由Powerloss＝Iin2*Rsh给出的。然而，通过使用具有从毫欧姆至微欧姆范围内的电阻的分流电阻器Rshunt，使得跨调节器的输入电压轨Vin两端的电压降(VRshunt)最小化，并且因此也使得在非校准模式下功率损耗(Powerloss)最小化。例如，对于在微欧姆范围内的分流电阻，跨分流电阻器Rshunt两端的电压降VRshunt约为5mV。
[0025] 相比于分流电阻器Rshunt，电平移动电阻器R1、R2是高欧姆的以使来自输入电压轨Vin的功率损耗最小，如由Powerloss＝(Vin-Vsense)2/Rx给出的，其中，Vsense是在控制器感测引脚IINSEN、VINSEN中的一个感测引脚处测量的电压(Vx1或Vx2)，以及Rx是将此感测引脚连接至分流电阻器Rshunt的端子的电平移动电阻器。Vsense可以经由任一电平移动电阻器R1、R2来测量。电平移动电阻器R1、R2彼此良好匹配(即，高精度)，并且具有其数量级高于分流电阻器Rshunt的数量级的电阻，例如，优选地在兆欧姆范围内。包括在感测网络中的电平移动电阻器R1、R2和分流电阻器Rshunt中的每一个可以包括一个或更多个单独的电阻器。
[0026] 例如，可以将分流电阻器Rshunt物理地实现为单个低欧姆分立电阻器或并联连接的多个低欧姆分立电阻器。可以将第一电平移动电阻器R1物理地实现为单个高欧姆分立电阻器，或者实现为串联连接在与调节器的输入电压端子100相连的分流电阻器端子与控制器104的IINSEN感测引脚之间的多个高欧姆分立电阻器R1A、R1B、...、R1X。以类似方式，可以将第二电平移动电阻器R2物理地实现为单个高欧姆分立电阻器，或者实现为串联连接在与功率级102相连的分流电阻器端子与控制器104的VINSEN感测引脚之间的多个高欧姆分立电阻器R2A、R2B、...、R2X。
[0027] 利用上述外部的电阻式感测网络，控制器104可以根据跨分流电阻器的电压VRshunt来感测调节器的输入电流(Iin)，如由Iin＝f(VRshunt)给出的，其中，跨分流电阻器的电压VRshunt是如由电平移动电阻器R1、R2向下移动的并且在非校准模式下根据Vsense＝Vx1-Vx2跨感测引脚IINSEN、VINSEN来测量的。控制器104还可以根据流过电平移动电阻器R1、R2中任一个的电流(I1、I2)来感测调节器的输入电压Vin，如由Vin＝f(IN)给出的，其中，电流(I1、I2)是如在非校准模式下在相应感测引脚IINSEN、VINSEN处测量的。
[0028] 包括在电阻式感测网络中的一个或更多个元件可能随着时间和/或温度而漂移，从而在由调节器控制器测量和使用的遥测数据中引入偏移误差。输入电压也可以变化，从而引入另外的偏移误差。当负载被施加(有效)时，可以引入其他偏移误差。开关电压调节器包括用于减轻这样的偏移误差的校准电路110。
[0029] 校准电路110在调节器控制器104的外部，并且被配置成响应于控制器104进入校准模式而将控制器104的第一感测引脚IINSEN和第二感测引脚VINSEN经由感测网络的第一电平移动电阻器R1和第二电平移动电阻器R2电连接至分流电阻器Rshunt的同一端子。以该方式，在校准模式下，校准电路110将感测网络的分流电阻器Rshunt旁路，并且控制器104的感测引脚IINSEN、VINSEN系于同一节点电位(图1中的Vin)。如果没有电流流过分流电阻器Rshunt，则感测网络输出应为零。如果在校准模式下控制器104测量的输出为非零，则非零值表示偏移。控制器104即使在负载条件下也可以执行校准模式。即，当控制器104处于校准模式下时，控制器104可以切换功率级102以调节耦合至功率级102的负载。
[0030] 在非校准模式下，感测网络的第一电平移动电阻器R1串联地电连接在分流电阻器Rshunt的第一端子和控制器104的第一感测引脚IINSEN之间，并且感测网络的第二电平移动电阻器R2串联地电连接在分流电阻器Rshunt的第二端子与控制器104的第二感测引脚VINSEN之间。在非校准模式下，控制器如上所述根据跨分流电阻器Rshunt两端的电压VRshunt来测量输入电压和/或电流。当第一电平移动电阻器R1连接至分流电阻器Rshunt的第一端子并且第二电平移动电阻器R2连接至分流电阻器Rshunt的第二端子时，控制器104可以使用在校准模式下测量的电流和/或电压作为用于调整在非校准模式下由控制器104在第一感测引脚IINSEN和第二感测引脚VINSEN处获得的相应测量结果的偏移。
[0031] 图2示出了在开关电压调节器激活(主动地调节负载)的同时与控制器104和校准电路110在校准模式和非校准模式二者下的工作相关联的各种波形。在开关电压调节器的输出被使能之后的一定时间段(Ton_delay)内，调节器的输出电压Vout开始上升至其调节值。在图2中标记为“校准”的波形指示控制器104处于校准模式下。控制器104在引脚MPx处输出信号以用于向校准电路110指示控制器104正进入校准模式。控制器104在一段时间T内保持在非校准模式下，在该段时间T期间外部的校正电路被禁用。在非校准模式下，感测网络的第一电平移动电阻器R1连接至分流电阻器Rshunt的第一端子，第二电平移动电阻器R2连接至分流电阻器Rshunt的第二端子，并且控制器104如本文先前所说明的根据跨分流电阻器Rshunt两端的电压VRshunt来测量输入电压和/或电流。
[0032] 在控制器引脚MPx在一定时间t_del(例如，设置时间)内变低之后，校准电路110将控制器104的感测引脚IINSEN、VINSEN连接至分流电阻器Rshunt的同一端子，例如Rshunt的连接至调节器的输入电压端子100的端子，如图2所示。在校准模式下，如果不存在偏移，则感测网络的输出应当为零。如果在校准模式下存在偏移，则控制器在随后的非校准时段中基于在当前校准时段中在引脚IINSEN、VINSEN处感测的值来补偿偏移。例如，在线性偏移的情况下，控制器104可以从在随后的非校准时段中获得的电压和/或电流测量结果中减去在最近的校准时段中测量的偏移。
[0033] 根据一个实施方式，校准电路110包括：第一晶体管QP，其串联连接在分流电阻器Rshunt的第二端子与感测网络的第二电平移动电阻器R2之间；第二晶体管QN，其连接至第一晶体管QP的栅极；以及电阻器R3，其具有连接至分流电阻器Rshunt的第一端子的第一端子以及连接在第一晶体管QP与第二电平移动电阻器R2之间的第二端子。第二晶体管QN被配置成响应于在控制器104的引脚MPx处被输出并且被施加至第二晶体管QN的栅极的校准模式信号而关断第一晶体管QP。校准模式信号指示控制器104正进入校准模式，如上关于图2所说明的。校准电路110的第一晶体管QP被配置成当QP关断时(即，不导通)将分流电阻器Rshunt的第二端子从感测网络的第二电平移动电阻器R2断开。
[0034] 例如，第一晶体管QP可以是P沟道晶体管，而第二晶体管QN可以是n沟道晶体管。校准电路110可以包括：第一上拉电阻器R4，其将P沟道晶体管QP的栅极连接至分流电阻器Rshunt的第二端子；以及第二上拉电阻器R5，其将n沟道晶体管QN的栅极连接至电源(Vsup)。当控制器104的引脚MPx在新的非校准时段期间变高时，校准电路110的n沟道晶体管QN导通，这进而将p沟道晶体管QP的栅极拉至地，从而使QP导通。在p沟道晶体管QP导通的情况下，分流电阻器Rshunt的第二端子经由感测网络的第二电平移动电阻器R2而电连接至控制器104的第二感测引脚VINSEN。此外，校准电路110的电阻器R3与感测网络的分流电阻器Rshunt并联。
[0035] 当控制器104的引脚MPx在新的校准时段期间变低时，n沟道晶体管QN的栅极被下拉至地，这最终使QN关断。在n沟道晶体管QN关断的情况下，p沟道晶体管QP的栅极被上拉至Vin-VRshunt，这最终使QP关断。在p沟道晶体管QP关断的情况下，分流电阻器Rshunt的第二端子从感测网络的第二电平移动电阻器R2电断开。相反，第二电平移动电阻器R2经由校准电路110的电阻器R3电连接至分流电阻器Rshunt的与第一电平移动电阻器R1相同的端子。以该方式，控制器104的两个感测引脚IINSEN和VINSEN电连接至同一节点电位，例如图1中的Vin。如本文先前说明的，在校准模式下存在的任何偏移均由该配置中的控制器104测量。
[0036] 校准电路110的电阻器R3比感测网络的分流电阻器Rshunt大一个或几个数量级，并且比感测网络的电平移动电阻器R1、R2小若干数量级。例如，电阻器R3可以在1欧姆至10欧姆的范围内。然而，通过电阻器R3的电流引入了小的偏移。而且，由于电阻器R3与感测网络的分流电阻器Rshunt并联，因此引入了少量的增益误差，这是因为控制器104所看到的有效Rshunt值稍微改变。这进而在校准处理期间引入小的偏移，即，控制器引脚IINSEN看到电阻R1，而控制器引脚VINSEN看到电阻R2+R3。
[0037] 图3示出了具有感测校准电路200的开关电压调节器的另一实施方式。图3所示的实施方式类似于图1所示的实施方式。然而，不同的，图1中的校准电路110的电阻器R3由图3中的晶体管QPx和PNx所替换。通过用晶体管QPx和QNx替换电阻器R3，在非校准模式下，当晶体管QPx和QNx断开(不导通)时，所有电流均通过感测网络的分流电阻器Rshunt。在校准模式下，晶体管QPx和QNx的导通电阻比电阻器R3小得多，使得在校准模式下因晶体管QPx和QNx的存在而引起的任何偏移均可忽略。然而，必须适当地控制晶体管QPx和QNx的栅极以确保在校准模式和非校准模式二者下的正确工作。
[0038] 为此，晶体管QPx将分流电阻器Rshunt的第一端子连接在校准电路200的晶体管QP与感测网络的第二电平移动电阻器R2之间。晶体管QNx将晶体管QPx的栅极连接至地。校准电路200的晶体管QP和QN如前面关于图1和图2所描述地那样工作。即，晶体管QN被配置成响应于在控制器104的引脚MPx处存在的校准模式信号而关断晶体管QP，校准模式信号指示控制器104正进入校准模式。晶体管QP被配置成当QP关断时将分流电阻器Rshunt的第二端子从感测网络的第二电平移动电阻器R2断开。晶体管QPx被配置成：如果晶体管QP导通，则将分流电阻器Rshunt的第一端子从感测网络的第二电平移动电阻器R2断开。晶体管QNx被配置成：如果晶体管QP关断，则使晶体管QPx导通，以在校准模式下将分流电阻器Rshunt的第一端子连接至感测网络的第二电平移动电阻器R2。
[0039] 在一个实施方式中，校准电路200的晶体管QP是第一p沟道晶体管，晶体管QN是第一n沟道晶体管，晶体管QPx是第二p沟道晶体管，以及晶体管QNx是第二n沟道晶体管。如前文所述，校准电路200还包括：第一上拉电阻器R4，其将第一p沟道晶体管QP的栅极连接至分流电阻器Rshunt的第二端子；以及第二上拉电阻器R5，其将第一n沟道晶体管QN的栅极连接至电源Vsup。在图3所示的实施方式中，校准电路200还包括第三上拉电阻器R6，其将第二p沟道晶体管QPx的栅极连接至分流电阻器Rshunt的第一端子。上拉电阻器R4、R5、R6确保相应晶体管的栅极如上所述被正确地偏置。例如，第一上拉电阻器R4确保在校准模式下第一p沟道晶体管QP关断(即，不导通)并且第二n沟道晶体管QNx接通(即，导通)。第二上拉电阻器R5确保在非校准模式下第一n沟道晶体管QN接通。第三上拉电阻器R6确保在非校准模式下第二p沟道晶体管QPx关断。
[0040] 控制器104可以响应于调节器温度的变化、调节器输入电压的变化以及由控制器接收的命令等而退出非校准模式并且进入校准模式。控制器104可以以定期出现的时间间隔而周期性地进入校准模式，例如如图2所示。
[0041] 图4示出了由控制器104实现的方法的实施方式，该方法用于响应于诸如调节器温度、调节器输入电压、经过时间等的参数而进入校准模式，该参数相比于前一校准时段中的相同参数变化超过预定量。控制器104在非校准模式下测量遥测数据，例如时间、温度、输入电压等(框300)。控制器104将在当前非校准时段中测量的遥测数据与所存储的先前校准时段的遥测数据进行比较(框302)。如果当前非校准时段的遥测数据(x)从所存储的先前校准时段的遥测数据(y)改变超过预定量(z)，则先前存储的遥测数据被新的遥测数据替换(框304)并且控制器104进入校准模式(框306)。例如，在输入电压从X伏特变成Y伏特并且|X-Y|超过极限Z伏特的情况下，‘X’取代存储装置中的‘Y’并且控制器104进入校准模式。在温度从M度变成N度并且|M-N|超过极限Y度的情况下，‘M’取代存储装置中的‘N’并且控制器104进入校准模式。在一个实施方式中，参数数据(输入电压、温度等)被存储在包括在控制器
104中的寄存器中。能够触发校准处理的每个参数(例如，时间、电压、温度等)被分配有用于存储相应数据的寄存器。(图4中标记为‘Z’的)相关阈值可以是可设计的以提供额外的灵活性。控制器104在再次开始比较处理之前等待校准处理结束(框308)。
[0042] 图5示出在调节器控制器104内部的输入电压和输入电流感测电路的实施方式。根据该实施方式，控制器104包括匹配的电流镜Q1、Q2，电流镜Q1、Q2中的每一个吸收通过相应的电平移动电阻器R1、R2的电流(I1、I2)，使得跨电平移动电阻器R1、R2两端的电压降(Vx1、Vx2)基本上相同并且在非校准模式下跨感测引脚的电压(Vsense＝Vx1-Vx2)基本上匹配于跨分流电阻器Rshunt两端的电压(VRshunt)。控制器104可以通过使用匹配的电流源Q1、Q2在两个输入引脚IINSEN、VINSEN处感测输入电流，使得I1＝I2。跨两个外部的电平移动电阻器R1、R2两端的电压降相同，使得在非校准模式下跨控制器感测引脚IINSEN、VINSEN的电压等于跨分流电阻器Rshunt两端的电压降，如由VRshunt＝Vx1-Vx2给出的。
[0043] 可以根据在控制器感测引脚IINSEN、VINSEN中的一个处的输入电流I1、I2来感测输入电压。根据一个实施方式，控制器104包括电路400，例如反馈放大器，以用于调节在感测引脚IINSEN、VINSEN中的一个处的电压(Vx1、Vx2)，使得在该感测引脚处的电压在输入电压端子100处的电压电平范围内保持恒定，并且通过该感测引脚的电流(I1、I2)是输入电压Vin的函数。更具体地，在非校准模式下应当使跨电平移动电阻器R1、R2两端的电压(Vx1、Vx2)匹配，并且因此在该实施方式中使用良好匹配的电流镜Q1、Q2。此外，输入电压Vin的电平应当移动正确的量，使得控制器感测引脚IINSEN、VINSEN的最大电压不会被超过。因此，反馈放大器400迫使电流(I1、I2)通过电平移动电阻器R1、R2中的一个，使得在相应感测引脚处的电压(Vx1、Vx2)等于反馈放大器400的参考VREF。反馈放大器400可以包括电流镜并且通过在控制器感测引脚IINSEN、VINSEN中的一个处进行电流-电压转换来提供感测的输入电压。
[0044] 反馈放大器400可以感测IINSEN引脚处的电压、VINSEN引脚处的电压或者两个电压的组合，使得电流被调整成使得在IINSEN和VINSEN处的电压有效地虚接地并且匹配于参考(目标)电压VREF。例如，反馈放大器400将感测引脚VINSEN处的电压(Vx2)调节成参考电压VREF，如由Av(VR-Vx2)给出的。或者，放大器402的共模回路可以被用于设置IINSEN和VINSEN的共模，使得共模等于目标VREF。例如，反馈放大器400可以将放大器402的一个输出处的电压调节成参考电压VREF，如由Av(VR-pi_iinsen_outn)给出的。感测放大器402可以被放置在反馈放大器400的反馈节点之前或之后。
[0045] 还根据图5所示的实施方式，分流电阻器Rshunt的第一端子连接至调节器的输入电压端子100，分流电阻器Rshunt的第二端子连接至功率级102，并且调节器感测电路调节感测引脚VINSEN处的电压，使得在非校准模式下，在该感测引脚处的电压Vx2在输入电压端子100处的电压电平范围内保持恒定，并且通过感测引脚VINSEN的电流I2是输入电压Vin的函数。即，反馈放大器400迫使电流I2通过第二电平移动电阻器R2，使得在控制器感测引脚VINSEN处的电压Vx2等于反馈放大器400的参考VREF。在感测引脚VINSEN处被汲取以迫使Vx2＝VREF的电流I2表示调节器的输入电压，并且反馈放大器400通过在控制器感测引脚VINSEN处进行电流-电压转换来提供感测的输入电压(pi_vsense_out)。除了如本文在之前关于图1至图3所述校准电路100/200将控制器104的第一感测引脚IINSEN和第二感测引脚VINSEN经由感测网络的第一电平移动电阻器R1和第二电平移动电阻器R2电连接至分流电阻器Rshunt的同一端子之外，在调节器控制器内部的输入电压和输入电流感测电路系统也如上所述在校准模式下运行。可以使用在调节器控制器104内部的其他输入电压和输入电流感测电路。在每种情况下，本文所述的校准方法和电路均使得控制器104能够说明测量数据中的偏移，即使在连接至调节器的负载激活时也如此。
[0046] 如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”等是指示元素或特征的存在但是不排除另外的元素和特征的开放式术语。除非上下文另外清楚指出，否则冠词“一”、“一个”和“该”意在包括单数和复数。
[0047] 应理解的是，除非另外特别指出，否则本文所述各个实施方式的特征可以彼此组合。
[0048] 虽然本文已经示出并描述了特定实施方式，但是本领域技术人员将认识到，在不偏离本发明的范围的情况下，各种替换的和/或等价的实现方式可以替代所示和所描述的特定实施方式。本申请意在涵盖本文所论述的特定实施方式的调整和变型，因此，意图是本发明仅由权利要求及其等价物限制。
