一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法

摘要

本发明公开了一种减小单相脉冲负载AC‑DC电源中电容的方法，属于电力电子变换器领域。单相脉冲负载AC‑DC电源在输入交流侧需实现PFC功能，这将导致PFC母线存在二次谐波电流，需要在PFC母线处放置大容值电容对二次谐波电流进行解耦；同时在输出侧需保证脉冲负载下输出电压稳定在一定范围内，输出侧的脉冲电流也将传递至PFC母线处，需要大容值电容对脉冲电流进行解耦。上述所述的两种用途的大容值电容将降低变换器的功率密度。为提高变换器的功率密度，本发明提出了一种在PFC输出母线处并联双向变换器充当受控电流源，并根据功率守恒方法对其输入电流进行控制，同时对二次谐波电流和脉冲电流进行解耦，以达到减小PFC母线电容，提高变换器功率密度的目的。

权利要求

1.一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，采用单级式AC-DC电源，该单级式AC-DC电源包括单相交流电源(vac)、隔离型功率因数矫正变换器(PFCi)、PFC母线电容(Cbus)和脉冲负载(Rp)，其特征在于：还包括受控电流源(Csc)，所述隔离型PFC变换器(PFCi)的输入连接于单相交流电源(vac)，PFC母线电容(Cbus)、受控电流源(Csc)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型PFC变换器(PFCi)的输出，该方法包括以下步骤：

1)首先采样输入电压vac＝Vsin(ωt)，由锁相算法计算得到ω，再由ω计算得到二次谐波电流(ishc)的相位-cos(2ωt)，此处V为输入电压峰值，ω表示输入电压角频率ω＝2πfac，fac为输入电压频率；

2)采样脉冲电流ip，由比较法得到峰值Ip，记录峰值时间与周期时间，由峰值时间除以周期时间计算得到其占空比D；由计算得到的-cos(2ωt)、D、Ip根据公式(1)得到二次谐波电流ishc；

3)根据计算得到的D、Ip由公式(2)计算脉冲负载的交流分量在PFC输出母线侧电流ipacbus；

4)ishc减去ipacbus即可得到单级式AC-DC电源中受控电流源(Csc)的输入电流参考(ibref)公式(3)，通过控制受控电流源(Csc)的输入电流ib跟踪ibref即可实现功率解耦；

ishc＝-DIp cos(2ωt)  (1)

ipacbus＝ip-DIp  (2)

ibref＝-{DIp[cos(2ωt)-1]+ip}  (3)。

2.根据权利要求1所述减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其特征在于：受控电流源(Csc)采用非隔离的双向变换器实现，如Buck型双向变换器、Boost型双向变换器或Buck-Boost型双向变换器。

3.根据权利要求1所述减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其特征在于：单级式AC-DC电源中的隔离型PFC变换器(PFCi)为反激PFC变换器。

4.一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，采用两级式AC-DC电源，该两级式AC-DC电源包括单相交流电源(vac)、非隔离型PFC变换器(PFC)、隔离型DC-DC变换器(DC-DC)、PFC母线电容(Cbus)、输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)，其特征在于：还包括受控电流源(Csc)，所述非隔离型PFC变换器(PFC)的输入连接于单相交流电源(vac)，隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输入、PFC母线电容(Cbus)和受控电流源(Csc)连接于非隔离型PFC变换器(PFC)的输出，输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输出；该方法包括以下步骤：

1)首先采样输入电压vac＝Vsin(ωt)，由锁相算法计算得到ω，再由ω计算得到二次谐波电流(ishc)的相位-cos(2ωt)，此处V为输入电压峰值，ω表示输入电压角频率ω＝2πfac，fac为输入电压频率；

2)采样输出电压平均值Vo、PFC母线电压平均值Vbus；采样脉冲电流瞬时值ip，由比较法得到峰值Ip，记录峰值时间与周期时间，由峰值时间除以周期时间计算得到其占空比D；

3)由计算得到的-cos(2ωt)、D、Ip和采样得到得Vo、Vbus，根据公式(4)计算二次谐波电流ishc；

4)由采样得到的Vo、Vbus再根据上步计算得到的D、Ip，由公式(5)得到脉冲负载中的交流分量在PFC输出母线侧电流ipacbus；

5)ishc减去ipacbus即可得到两级式AC-DC电源中受控电流源(Csc)的输入电流参考(ibref)公式(6)，通过控制受控电流源(Csc)的输入电流ib跟踪ibref即可实现功率解耦；

5.根据权利要求4所述减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其特征在于：受控电流源(Csc)采用非隔离的双向变换器实现。

6.根据权利要求5所述减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其特征在于：所述受控电流源(Csc)采用非隔离的双向变换器采用：Buck型双向变换器、Boost型双向变换器或Buck-Boost型双向变换器。

7.根据权利要求4所述减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其特征在于：两级式AC-DC电源中非隔离型PFC变换器(PFC)拓扑为Boost PFC变换器、图腾PFC变换器中的任意一种；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)为下述拓扑结构中的任意一种：LLC谐振半桥变换器、LLC谐振全桥变换器、移相全桥变换器、PWM半桥变换器、PWM全桥变换器、PWM双管正激变换器和PWM推挽变换器。

说明书

一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，属于电力电子变换器领域。

背景技术

[0002] 近年来，随着电力电子技术的发展，特别是功率半导体器件及其控制技术的发展，各种电力电子设备的应用日益广泛。整流器，也称AC-DC，作为主要的开关电源形式之一，给工农业生产和人们生活带来便利的同时，也向电网注入了大量的谐波电流，成为公共电网的一个主要污染源。针对用电设备产生的谐波对公共电网造成的影响，许多国家都制定了限制谐波的国家标准，我国也于1994年颁布了《电能质量—公用电网谐波标准》GB/T 14549-93，对AC-DC电源的PFC功能做出强制规定。

[0003] 单相AC-DC的PFC功能需控制输入电流跟踪输入电压，其输入功率随着输入电压以二倍工频进行变化，但在PFC的输出母线需要维持平均值恒定，PFC母线处将会产生二次谐波电流，因而需要大容值PFC母线电容解耦二次谐波功率。

[0004] AC-DC电源的负载按性质可分为阻性负载、芯片型负载、电池型负载，脉冲性负载。其中脉冲性负载需要稳定输出电压并提供脉冲电流、常用于雷达发射机、金属加工等。由于脉冲负载的特殊性质，当稳定的输出电压被满足时，脉冲功率也将传递到PFC母线侧，并在PFC母线上产生脉冲电流，也是由于PFC的输出母线需要维持平均值恒定，因而在PFC母线处需要的大容值电容实现脉冲功率的解耦。

[0005] 由于PFC母线电容大容值的要求，PFC母线电容通常使用高能量密密度且成本的电解电容。但是电解电容因其液态电解液随着时间容易挥发的属性，相对陶瓷、钽电容等固态电解质的电容，其寿命较短；同时大容值的电解电容将导致低功率密度。通过减小电容容值的方法可以用陶瓷电容等长寿命的电容替代电解电容提高变换器的寿命和可靠性；同时在功率密度要求苛刻的场合由于电容容值的减小可以减少电解电容的使用，可以显著提高AC-DC电源整机的功率密度。

发明内容

[0006] 本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，其适用于单相输入且需要带脉冲负载的AC-DC电源。所提方法可以减小AC-DC电源中的PFC母线电容容值，以达到提高变换器功率密度和寿命的目的。

[0007] 本发明同时提供一种单级式AC-DC电源和两级式AC-DC电源。

[0008] 本发明为解决其技术问题具体技术方案如下：

[0009] 一种单级式AC-DC电源，由单相交流电源(vac)、隔离型PFC变换器(PFCi)、受控电流源(Csc)、PFC母线电容(Cbus)和脉冲负载(Rp)组成。所述隔离型PFC变换器(PFCi)的输入连接于单相交流电源(vac)，PFC母线电容(Cbus)、受控电流源(Csc)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型PFC变换器(PFCi)的输出。

[0010] 一种两级式AC-DC电源，由单相交流电源(vac)、非隔离型PFC变换器(PFC)、隔离型DC-DC变换器(DC-DC)、受控电流源(Csc)、PFC母线电容(Cbus)、输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)组成。所述非隔离型PFC变换器输入连接单相交流电源(vac)，PFC母线电容(Cbus)、受控电流源(Csc)和隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输入连接于非隔离型PFC变换器(PFC)的输出，输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输出。

[0011] 所述的受控电流源(Csc)可以由非隔离的双向变换器实现，如Buck型双向变换器、Boost型双向变换器，Buck-Boost型双向变换器，上述三种拓扑均由开关管S1、S2，辅助电感Ls，辅助电容Cs组成，Cs为储能电容，起储能作用，存储不平衡的能量。

[0012] 所述的单级式AC-DC电源，隔离型PFC变换器(PFCi)需实现电气隔离、输出电压平均值Vo的稳定，以及PFC功能；隔离功能由拓扑决定，输出电压平均值Vo的稳定需控制PFC输出电压实现，PFC功能需控制输入电流波形跟踪输入电压vac波形实现；受控电流源(Csc)则需控制输入电流(ib)实现功率解耦。

[0013] 所述的两级式AC-DC电源，非隔离型PFC变换器(PFC)实现PFC输出电压平均值Vbus的稳定和PFC功能；Vbus的稳定需控制PFC输出电压实现，PFC功能需控制输入电流波形跟踪输入电压vac波形实现；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)实现电气隔离和输出电压平均值Vo的稳定；受控电流源(Csc)则需控制输入电流(ib)实现功率解耦。

[0014] 采用单级式AC-DC电源减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，包括以下步骤：

[0015] 首先采样输入电压vac＝Vsin(ωt)，由锁相算法计算得到ω，再由ω计算得到二次谐波电流(ishc)的相位-cos(2ωt)，此处V为输入电压峰值，ω表示输入电压角频率ω＝2πfac，fac为输入电压频率；采样脉冲电流瞬时值ip，由比较法得到峰值Ip，记录峰值时间与周期时间，由峰值时间除以周期时间计算得到其占空比D；由计算得到的-cos(2ωt)、D、Ip根据公式(1)计算二次谐波电流ishc；根据计算的到的D、Ip由公式(2)计算脉冲负载中的交流分量在PFC母线侧电流ipacbus；ishc减去ipacbus即可得到单级式AC-DC电源中受控电流源(Csc)的输入电流参考(ibref)公式(3)，通过控制受控电流源(Csc)的输入电流ib跟踪ibref即可实现功率解耦。

[0016] ishc＝-DIpcos(2ωt)  (1)

[0017] ipacbus＝ip-DIp  (2)

[0018] ibref＝-{DIp[cos(2ωt)-1]+ip}  (3)

[0019] 采用上述两级式AC-DC电源减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法，包括以下步骤：

[0020] 首先采样输入电压vac＝Vsin(ωt)，由锁相算法计算得到ω，再由ω计算得到二次谐波电流(ishc)的相位-cos(2ωt)，此处V为输入电压峰值，ω表示输入电压角频率ω＝2πfac，fac为输入电压频率；采样输出电压平均值Vo、PFC母线电压平均值Vbus；采样脉冲电流瞬时值ip，由比较法得到峰值Ip，记录峰值时间与周期时间，由峰值时间除以周期时间计算得到其占空比D；由计算得到的-cos(2ωt)、D、Ip和采样得到得Vo、Vbus，根据公式(4)计算二次谐波电流ishc；采样得到的Vo、Vbus再根据计算的到的D、Ip由公式(5)得到脉冲负载中的交流分量在PFC母线侧电流ipacbus；ishc减去ipacbus即可得到两级式AC-DC电源中受控电流源(Csc)的输入电流参考(ibref)的公式(6)，通过控制受控电流源(Csc)的输入电流ib跟踪ibref即可实现功率解耦。

[0021]

[0022]

[0023]

[0024] 本发明进一步的技术方案如下：

[0025] 公式(3)的详细推导过程如下：

[0026] 前文假定输入电压公式为vac＝Vsin(ωt)；假设输入电流完美实现PFC功能，输入电流表示为iac＝I sin(ωt)，I为输入电流峰值，则输入功率pin表示为公式(7)：

[0027]

[0028] 由于PFC母线电压平均值被控制为Vbus，因而可求出PFC母线的实际输出电流为公式(8)，公式中的直流分量IbusrealDC为后级提供能量，而交流量则为二次谐波电流，在PFC母线电容上产生PFC母线电压纹波。

[0029]

[0030] 由于负载为脉冲负载，可以认为，公式(8)中的直流分量提供脉冲负载电流ip的直流分量IpDC，由此得到关系式(9):

[0031]

[0032] 公式(8)中的交流分量即为二次谐波电流，结合式(9)，可得二次谐波电流公式为(1)。脉冲负载中的交流分量在PFC母线侧表示为ipacbus为(2)。当受控电流源(Csc)的控制输入电流(ib)满足公式(10)，由基尔霍夫电流定律可知流入母线电容的电流ibusC为0，则受控电流源(Csc)即可实现二次谐波电流和脉冲电流的解耦，达到减小PFC母线电容电压纹波的目的。

[0033] ibusreal＝IbusrealDC+ishc＝ib+ip+ibusC＝ib+ipacbus+IpDC+ibusC  (10)[0034] 带入ibusC＝0，IpDC＝IbusrealDC，联立公式(1)、(2)、(10)即可得到公式(3)。

[0035] 对于公式(6)的详细推导过程如下：

[0036] 假设后级DC-DC变换器的效率为1，根据DC-DC级功率守恒，则可得DC-DC级输入电流iin2＝ipVo/Vbus，DC-DC的输入电流直流分量Iin2DC＝DIpVo/Vbus，公式(8)中的直流分量IbusrealDC＝Iin2DC，进一步推导出二次谐波电流公式为(4)。在脉冲电流中的直流量由公式(8)中的直流分量提供，而脉冲电流中的交流流量则由PFC母线电容进行解耦，根据功率守恒推导出PFC母线侧反应出的脉冲电流交流量ipacbus为式(5)。

[0037] 当受控电流源(Csc)的控制输入电流(ib)满足公式(11)，由基尔霍夫电流定律可知流入母线电容的电流ibusC为0，则受控电流源(Csc)即可实现二次谐波电流和脉冲电流的解耦，达到减小PFC母线电容容值的目的。

[0038] ibusreal＝IbusrealDC+ishc＝ib+iin2+ibusC＝ib+ipacbus+Iin2DC+ibusC  (11)[0039] 带入ibusC＝0，Iin2DC＝IbusrealDC，联立公式(4)、(5)、(11)即可得到公式(6)。对比公式(3)和公式(6)，可将公式(3)看成DC-DC级的输出电压与输入电压相等的特殊情况。

[0040] 由于受控电流源的输入电流参考公式根据功率守恒关系推到，因此AC-DC电源的实现与拓扑无特殊关系。所述单级式AC-DC电源中的隔离型PFC电源(PFCi)可以为反激PFC变换器，隔离型Boost PFC变换器中的任意一种。所述的两级式AC-DC电源中非隔离型PFC变换器(PFC)拓扑可以为Boost PFC变换器、图腾PFC变换器中的任意一种；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)可以为下述拓扑结构中的任意一种：LLC谐振半桥变换器、LLC谐振全桥变换器、移相全桥变换器、PWM半桥变换器、PWM全桥变换器、PWM双管正激变换器和PWM推挽变换器。

[0041] 单相脉冲负载AC-DC电源在输入交流侧需实现PFC功能，这将导致PFC母线存在二次谐波电流，需要在PFC母线处放置大容值电容对二次谐波电流进行解耦；同时在输出侧需保证脉冲负载下输出电压稳定在一定范围内，输出侧的脉冲电流也将传递至PFC母线处，需要大容值电容对脉冲电流进行解耦。上述所述的两种用途的大容值电容将降低变换器的功率密度。为提高变换器的功率密度，本发明提出了一种在PFC输出母线处并联双向变换器充当受控电流源，并根据功率守恒方法对输入电流进行控制，同时实现二次谐波电流和脉冲电流进行解耦，以达到减小PFC母线电容，提高变换器功率密度的目的。

[0042] 本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

[0043] 1、本发明提出了一种在PFC输出母线处并联双向变换器充当受控电流源，并根据功率守恒方法对输入电流进行控制，同时实现二次谐波电流和脉冲电流的解耦，以减小PFC母线电容容值。

[0044] 2、通过减小电容容值的方法可以用陶瓷电容等长寿命的电容替代电解电容提高变换器的使用寿命和可靠性；在对功率密度要求苛刻的场合由于电容容值的减小可减少电解电容的使用，以提高AC-DC电源整机的功率密度；在PFC母线电容一定的条件下，PFC的母线电压纹波和后级DC-DC输入电压变换范围将减小，有利于后级变换器的优化设计，提高DC-DC级的效率和功率密度。

[0045] 3、在两级式AC-DC电源中由于将脉冲功率解耦电容转移至PFC母线电容，可使用同一双向变换器完成二次谐波电流和脉冲电流的解耦，相较于在PFC母线电容和输出母线上都并联双向变换器的方法，本发明节约一个双向变换器，可降低电源的体积和成本。

[0046] 4、由于受控电流源的输入电流参考公式根据功率守恒关系推到，对拓扑无特殊要求，拓宽本发明在AC-DC电源中PFC变换器拓扑和DC-DC变换器拓扑的适用范围。因此所述单级式AC-DC电源中的隔离型PFC变换器(PFCi)可以为反激PFC变换器，隔离型Boost PFC变换器中的任意一种；所述的两级式AC-DC电源中非隔离型PFC变换器(PFC)拓扑可以为Boost PFC变换器、图腾PFC变换器中的任意一种；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)可以为下述拓扑结构中的任意一种：LLC谐振半桥变换器、LLC谐振全桥变换器、移相全桥变换器、PWM半桥变换器、PWM全桥变换器、PWM双管正激变换器和PWM推挽变换器。

附图说明

[0047] 图1是本发明单级式AC-DC电源的结构图；

[0048] 图2是本发明两级式AC-DC电源的结构图；

[0049] 图3是本发明单级式AC-DC电源控制框图；

[0050] 图4是本发明两级式AC-DC电源控制框图；

[0051] 图5是本发明受控电流源可选拓扑图；

[0052] 图6是本发明应用实例的仿真原理图；

[0053] 图7是本发明应用实例Cbus＝220uF条件下无有源功率解耦的仿真波形图；

[0054] 图8是本发明应用实例Cbus＝220uF条件下对二次谐波和脉冲功率进行有源功率解耦的仿真波形图；

[0055] 图9是本发明应用实例Cbus＝760uF条件下无有源功率解耦的仿真波形图；

具体实施方式

[0056] 下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明，以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。

[0057] 实例1：

[0058] 如图1、图3、图5所示，本发明单级式AC-DC电源，包括单相交流电源(vac)、隔离型功率因数矫正变换器(PFCi)、PFC母线电容(Cbus)和脉冲负载(Rp)，其特征在于：还包括受控电流源(Csc)，所述隔离型PFC变换器(PFCi)的输入连接于单相交流电源(vac)，PFC母线电容(Cbus)、受控电流源(Csc)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型PFC变换器(PFCi)的输出。

[0059] 受控电流源(Csc)可以由非隔离的双向变换器实现，如Buck型双向变换器、Boost型双向变换器，Buck-Boost型双向变换器，上述三种拓扑均由开关管S1、S2，辅助电感Ls，辅助电容Cs组成，Cs为储能电容，起储能作用，存储不平衡的能量。

[0060] 单级式AC-DC电源中的隔离型PFC变换器(PFCi)为反激PFC变换器，隔离型Boost PFC变换器中的任意一种。

[0061] 单级式AC-DC电源，隔离型PFC变换器(PFCi)需实现电气隔离、输出电压平均值Vo的稳定，以及PFC功能；隔离功能由拓扑决定，输出电压平均值Vo的稳定需控制PFC输出电压实现，PFC功能需控制输入电流波形跟踪输入电压vac波形实现；受控电流源(Csc)则需控制输入电流(ib)实现功率解耦。

[0062] 实例2：

[0063] 如图2、图4、图5所示，本发明两级式AC-DC电源，包括单相交流电源(vac)、非隔离型PFC变换器(PFC)、隔离型DC-DC变换器(DC-DC)、PFC母线电容(Cbus)、输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)，还包括受控电流源(Csc)，所述非隔离型PFC变换器(PFC)的输入连接于单相交流电源(vac)，隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输入、PFC母线电容(Cbus)和受控电流源(Csc)连接于非隔离型PFC变换器(PFC)的输出，输出电容(Co)和脉冲负载(Rp)连接于隔离型DC-DC变换器(DC-DC)的输出。

[0064] 受控电流源(Csc)可以由非隔离的双向变换器实现，如Buck型双向变换器、Boost型双向变换器，Buck-Boost型双向变换器，上述三种拓扑均由开关管S1、S2，辅助电感Ls，辅助电容Cs组成，Cs为储能电容，起储能作用，存储不平衡的能量。

[0065] 两级式AC-DC电源中非隔离型PFC变换器(PFC)拓扑可以为Boost PFC变换器、图腾PFC变换器中的任意一种；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)可以为下述拓扑结构中的任意一种：LLC谐振半桥变换器、LLC谐振全桥变换器、移相全桥变换器、PWM半桥变换器、PWM全桥变换器、PWM双管正激变换器和PWM推挽变换器。

[0066] 两级式AC-DC电源，非隔离型PFC变换器(PFC)实现PFC输出电压Vbus的稳定和PFC功能；输出电压平均值Vbus的稳定需控制PFC输出电压实现，PFC功能需控制输入电流波形跟踪输入电压vac波形实现；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)实现电气隔离和输出电压平均值Vo的稳定；受控电流源(Csc)则需控制输入电流(ib)以实现功率解耦。

[0067] 应用实例1：

[0068] 图6为本发明应用实例的仿真原理图，其基于实例二两级式AC-DC电源。对比图2两级式AC-DC电源的结构图；单相交流电源(vac)由交流电压源替代；非隔离型PFC变换器(PFC)选取为并联的Boost PFC变换器，以降低单路PFC变换器的应力；隔离型DC-DC变换器(DC-DC)选取为全波整流型移相全桥变换器；受控电流源(Csc)直接用受控电流源施加根据功率守恒推导出的受控电流源的参考进行替代；脉冲负载(Rp)由5.14Ω的电阻负载加脉冲开关进行模拟。需要注意的是本应用实例在输出侧引入343Ω的恒定负载模拟变换器的损耗，以提高变换器在空载下的稳定性；X电容Cx、Y电容Cy1、Cy2、以及共模电感Lcm组成EMI滤波器对电磁干扰噪声进行抑制。

[0069] 本实施实例中单相交流电源输入电压有效值Vac＝120V，输入电压频率fac＝50Hz，其数值公式为vac＝Vsin(ωt)，V为输入电压峰值，ω表示输入电压角频率ω＝2πfac；控制PFC母线电压的平均值Vbus＝300V，输出电压的平均值Vo＝120V；设计的输出功率平均值Poav＝1400W，脉冲负载的占空比最大为Dmax＝0.5，峰值电流Ip＝23.33A，峰值功率最大Pop＝2800W，损耗模拟负载为42W。PFC级开关频率fpfc为100kHz，DC-DC级开关频率fDC_DC为100kHz。

[0070] AC-DC电源的仿真参数如下表1：

[0071] 表1：AC-DC电源的仿真参数表

[0072] Cy1、Cy2 2.2nF Cx 220nFCD 1uF Cbus 220uF
Lcm 1.05mH Co 2000uF
L1、L2 700uH Rl、Rp 343Ω、5.14Ω
Lr 2uH T 2/3:1:1
fpfc 100kHz fDC_DC 100kHz

[0073] PFC工作于CCM模式，其控制采用双闭环控制，电压外环稳定PFC母线电压的平均值，电流内环控制输入电流跟踪输入电压实现PFC功能；移相全桥变换器的控制采用双闭环加输入电压前馈控制，电压外环实现输出电压平均值的稳定，电感电流内环实现快速的动态响应，输入电压前馈将输入电压变化引入控制环路抑制其输入电压变化对输出电压的影响。PFC级与DC-DC级的控制均属于常见控制方式，此处仅为实施实例的完整性做简短说明，不再详细展开。

[0074] 根据功率守恒推导出的二次谐波电流公式ishc＝-VoDIpcos(2ωt)/Vbus知，当在稳态工作时可认为Vo、D、Ip、Vbus为恒定值，因此只需知道二次谐波电流的相位cos(2ωt)即可得到二次谐波电流实时值。此处仅对原理进行验证，仿真中采用以交流信号源直接产生-cos(2ωt)，实现对二次谐波电流的相位获取；对于其幅值，此处通过二次谐波电流公式，并带入前文提到的Vo、D、Ip、Vbus设计值，得到二次谐波电流的幅值为4.67，将幅值与相位相乘即可得到二次谐波电流参考值。

[0075] 脉冲负载引入的脉冲功率由DC-DC变换器传递至PFC母线电容侧，脉冲功率的交流量也由受控电流源(Csc)进行处理，假设PFC母线电压恒定，由功率守恒推导出的脉冲电流交流量在PFC母线处的公式为ipacbus＝Vo(ip-DIp)/Vbus，式中Vo、Ip、Vbus在稳态工作时可认为是恒定值，带入前文中的Vo、Ip、Vbus设计值即可，占空比D与ip可对输出电流进行实施检测得到。本仿真中设定D＝0.5，ip由脉冲开关的开关驱动信号与Ip幅值相乘得到。

[0076] 将上述得到的二次谐波电流与脉冲脉冲电流交流量在PFC母线处的电流相减即可得到受控电流源的参考电流ibref，控制受控电流源输入电流ib的大小和相位跟踪ibref；以实现同一受控电源变换器同时解耦二次谐波电流和脉冲电流，减小PFC母线电容的目的。

[0077] 在PLECS环境下对本应用实例进行仿真，图7为本发明应用实例在Cbus＝220uF条件下，无有源功率解耦的仿真波形图；图中ib表示受控电源的输入电流，此处该电流为0表示受控电流源不工作，受控电流源对二次谐波和脉冲功率未进行有源功率解耦。此条件下PFC母线电压纹波达到129.2V。

[0078] 为验证本发明所提控制策略的效果，图8为本发明应用实例在Cbus＝220uF条件下，对二次谐波和脉冲功率进行有源功率解耦的仿真波形图；受控电源的输入电流ib根据其参考ibref的大小和相位变化；与图7对比，输出电压纹波由原来的129.2V下降至34.7V，由此可知本发明提出的方法能同时实现二次谐波和脉冲电流的解耦，且效果显著。

[0079] 图9是本发明应用实例在Cbus＝760uF条件下，无有源功率解耦的仿真波形图，该条件下PFC母线电容的纹波为35.0V。图8与图9对比，可知加入本发明所提的减小单相脉冲负载AC-DC电源中电容的方法能达到减小输出电容的目的。在相同的输出电压纹波要求下，可将PFC母线电容由760uF减小至220uF，容值减小至原来的28.9％。

[0080] 以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。