本发明涉及一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动方法，利用在逆导型IGBT门极中外置功率MOSFET，起到驱动电平的灵活转换，该驱动电路可以实时监测逆导型IGBT的运行模式，并通过电流测量方法，获得流过电路的平均电流，由此判断是否需要改变门极电压，以优化逆导型IGBT内部集成二极管动态与静态特性，从而降低三相逆变系统动态与静态损耗，提高系统效率，经测算，将此预退饱和门极驱动电路应用于三相逆变器中，在保持体积不变前提下，可以提升30％左右的系统容量，降低10％‑15％的损耗释放，1MW级三相逆变器可以节约电能10％‑12％。
1.一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，其特征在于：包括：逆导型IGBT模式检测电路、电流检测电路、外置MOSFET驱动电平调整电路、三态门(3)和IGBT驱动推挽电路(4)；
所述逆导型IGBT模式检测电路包括电压比较器(1)、非门(7)、电压源(8)和集电极采集电压模块(9)，其中，所述集电极采集电压模块(9)的一端与逆导型IGBT的集电极C连接，所述电压比较器(1)的两个输入端分别与电压源(8)和集电极采集电压模块(9)的另一端连接，电压比较器(1)的输出端与非门(7)的输入端连接；
所述电流检测电路包括电流比较器(12)、非门(7)、发射极采集电流模块(10)和电流源(11)，其中，所述发射极采集电流模块(10)的一端通过电流传感器连接至逆导型IGBT的发射极E，所述电流比较器(12)的两个输入端分别与电流源(11)和发射极采集电流模块(10)的另一端连接，电流比较器(12)的输出端与非门(7)的输入端连接；
所述外置MOSFET驱动电平调整电路包括与门(2)、功率MOSFET(6)和MOS驱动芯片(5)，所述逆导型IGBT模式检测电路中非门(7)的输出端和电流检测电路中非门(7)的输出端均连接至与门(2)的输入端，与门(2)的输出端分别与MOS驱动芯片(5)的一端和三态门(3)的控制端连接，所述MOS驱动芯片(5)的另一端连接至功率MOSFET(6)的栅极，功率MOSFET(6)的漏极分别与逆导型IGBT的门极G和IGBT驱动推挽电路(4)的一端连接，所述IGBT驱动推挽电路(4)的另一端与三态门(3)的输出端连接，所述功率MOSFET(6)的源极接地。
2.如权利要求1所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，其特征在于：所述电压比较器(1)的正相输入端与集电极采集电压模块(9)连接，电压比较器(1)的反相输入端与电压源(8)连接，电压比较器(1)的反相输入端还通过电阻接地。
3.如权利要求1所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，其特征在于：所述电流比较器(12)的正相输入端与电流源(11)连接，电流比较器(12)的反相输入端与发射极采集电流模块(10)连接，电流比较器(12)的反相输入端还通过电阻接地。
4.如权利要求1所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，其特征在于：所述集电极采集电压模块(9)包括若干组并联电容的电阻，其中一组并联电容的电阻的一端接地，其余组并联电容的电阻串联连接，一端与逆导型IGBT的集电极C连接，另一端与其中一组并联电容的电阻的另一端连接。
5.如权利要求1-4任一权利要求所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路的方法，其特征在于：包括以下步骤：(1)对输入信号ctrl进行判断，所述输入信号为输入三态门(3)，并通过三态门(3)、IGBT驱动推挽电路(4)输入至逆导型IGBT门极的输入信号，若输入信号ctrl为高电平时，对逆导型IGBT的运行模式进行判断；
(2)逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式；
所述集电极采集电压模块(9)通过检测逆导型IGBT的集电极电压，得到某个电压比较值Vce，与电压源(8)设定的电压参考值Vce*比较，若Vce＞Vce*，则判断是IGBT模式，若Vce＜Vce*，则判断是二极管模式；
当逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式为二极管模式时，所述发射极采集电流模块(10)采集电流ie，与电流源(11)设定的电流参考值ie*比较，当ie＞ie*时，说明此时为大电流情形，需要采取退饱和措施；当ie＜ie*时，说明此时为小电流情形，无需采取退饱和措施，需要提高系统稳定性，抑制小电流下的波形振荡与错误脉冲现象的发生；
当经过步骤(1)(2)(3)的判断并加以逻辑处理之后，决定是否开启功率MOSFET(6)，当栅极逻辑信号为高时，三态门(3)处于高阻状态，输入脉冲被切断，功率MOSFET(6)导通，使得逆导型IGBT的门极电压Vge被钳位在0V，当栅极逻辑信号为低时，输入脉冲正常输入，功率MOSFET(6)关断，与一般驱动相同。
6.如权利要求5所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路的方法，其特征在于：所述门极电压Vge表示如下：其中x1与x2分别表示电压比较结果与电流比较结果。
一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动方法
技术领域
[0001] 本发明涉及轨道交通节能技术领域，具体说是一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动方法。
背景技术
[0002] 在现代轨道交通牵引传动系统中，采用IGBT组成整流器与逆变器构成能量传递路径，通过牵引整流器将变压器侧交流电压转换成kV级直流电压，加以直流环节稳压，最后通过三相牵引逆变器转换成三相交流电压，接入牵引电机，从而传动列车。通常IGBT模块的容量决定着牵引变流系统的功率等级，逆导型IGBT模块代替了传统的IGBT+反并联二极管封装模块，具备更大的功率密度，系统热特性更佳，损耗更小，由逆导型IGBT组成的牵引变流系统如图1所示。
[0003] 牵引传动系统的控制基于SPWM或SVPWM调制方法，对反馈信号与参考值进行数学运算产生所对应的各开关管的驱动信号时序，通过大功率IGBT驱动器驱动开关管的开通与关断，从而实现电能的形式变换(如图2(a)所示)。逆导型IGBT由于集成了IGBT与二极管的双重功能，且二极管特性受门极电压影响，因此应用于牵引传动系统中，需要综合考虑调制策略给出的开关信号与此时的模块运行模式，采取不一般的驱动脉冲，从而实现模块的最佳损耗运行，减小系统损耗，提升系统效率与可靠性。
[0004] 图2(b)为逆导型IGBT的门极电压对逆导二极管模式下正向导通压降VF与反向恢复损耗Err的影响，可以看出不同门极电压对于集成二极管特性是不同的。当门极电压为负偏压(-15V)时，二极管内部载流子寿命较长，导致较低的正向导通压降与关断时较高的反向恢复电荷；当门极电压为正偏压(+15V)时，二极管内部载流子寿命较短，导致较高的正向导通压降与关断时较低的反向恢复电荷；门极电压为0V时，取得了较低的导通压降与反向恢复损耗的权衡，若能利用这一特性，逆导型IGBT只需在驱动方法上略作改进，便可以实现较低的功率损耗，以及模块自身带来的较高的功率密度。
[0005] 图3为传统的脉冲驱动方法，由控制器给出该管的驱动信号，通过门极驱动器生成带有驱动功率的电压信号，施加在该功率模块的门极，实现开关功能，此方法针对所有的IGBT+反并联二极管模块封装形式。
[0006] 该方法虽然适用范围广，目前阶段所有的使用IGBT+反并联二极管封装模式的变流系统均可采用该方法，然而，针对于大功率逆导型IGBT则存在一些缺陷，根据图2(b)所示，当逆导型IGBT运行在二极管模式时，门极高的电压信号虽然会取得较小的动态损耗，却会大大增加模块的逆向导通损耗，这对于大功率的应用(开关频率相对不高)影响很大，通态损耗的剧烈增加会使系统效率降低，热特性变差。
[0007] 图4基于逆导型IGBT内部二极管的特性，在识别此时模块处于二极管状态时，继续在门极施加-15V信号，目的是为了取得较低的通态压降，在二极管模式即将退出前，门极给一定时间的+15V信号，称之为退饱和脉冲，目的是为了取得较低的动态损耗的前提下，优化二极管通态损耗。
[0008] 该方法需要结合二极管模式判断、二极管关断时刻的准确识别，涉及到非常多的逻辑时序问题，在实现时难度较大，一旦时序逻辑发生微小故障，可能就会引起系统的不正常运行，且当电流较小时，波形易发生振荡现象。
发明内容
[0009] 针对现有技术中存在的缺陷，本发明在兼顾逆导型IGBT动态与静态损耗的前提下，考虑电路结构的简便性，提出一种基于电流阈值判断的较为合理的逆导型IGBT二极管模式下的预退饱和驱动电路及控制方法；利用该方法提升系统功率密度，并降低总损耗，提高系统效率。
[0010] 为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
[0011] 一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，包括：逆导型IGBT模式检测电路、电流检测电路、外置MOSFET驱动电平调整电路、三态门3和IGBT驱动推挽电路4；
[0012] 所述逆导型IGBT模式检测电路包括电压比较器1、非门7、电压源8和集电极采集电压模块9，其中，所述集电极采集电压模块9的一端与逆导型IGBT的集电极C连接，所述电压比较器1的两个输入端分别与电压源8和集电极采集电压模块9的另一端连接，电压比较器1的输出端与非门7的输入端连接；
[0013] 所述电流检测电路包括电流比较器12、非门7、发射极采集电流模块10和电流源11，其中，所述发射极采集电流模块10的一端通过电流传感器连接至逆导型IGBT的发射极E，所述电流比较器12的两个输入端分别与电流源11和发射极采集电流模块10的另一端连接，电流比较器12的输出端与非门7的输入端连接；
[0014] 所述外置MOSFET驱动电平调整电路包括与门2、功率MOSFET6和MOS驱动芯片5，所述逆导型IGBT模式检测电路中非门7的输出端和电流检测电路中非门7的输出端均连接至与门2的输入端，与门2的输出端分别与MOS驱动芯片5的一端和三态门3的控制端连接，所述MOS驱动芯片5的另一端连接至功率MOSFET 6的栅极，功率MOSFET 6的漏极分别与逆导型IGBT的门极G和IGBT驱动推挽电路4的一端连接，所述IGBT驱动推挽电路4的另一端与三态门3的输出端连接，所述功率MOSFET 6的源极接地。
[0015] 在上述方案的基础上，所述电压比较器1的正相输入端与集电极采集电压模块9连接，电压比较器1的反相输入端与电压源8连接，电压比较器1的反相输入端还通过电阻接地。
[0016] 在上述方案的基础上，所述电流比较器12的正相输入端与电流源11连接，电流比较器12的反相输入端与发射极采集电流模块10连接，电流比较器12的反相输入端还通过电阻接地。
[0017] 在上述方案的基础上，所述集电极采集电压模块9包括若干组并联电容的电阻，其中一组并联电容的电阻的一端接地，其余组并联电容的电阻串联连接，一端与逆导型IGBT的集电极C连接，另一端与其中一组并联电容的电阻的另一端连接。
[0018] 一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路的方法，包括以下步骤：
[0019] (1)对输入信号ctrl进行判断，若输入信号ctrl为高电平时，对逆导型IGBT的运行模式进行判断；
[0020] (2)逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式；
[0021] 所述集电极采集电压模块9通过检测逆导型IGBT的集电极电压，得到某个电压比较值Vce，与电压源8设定的电压参考值Vce*比较，若Vce＞Vce*，则判断是IGBT模式，若Vce＜Vce*，则判断是二极管模式。
[0022] (3)电流检测电路检测电流值；
[0023] 当逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式为二极管模式时，所述发射极采集电流模块10采集电流ie，与电流源11设定的电流参考值ie*比较，当ie＞ie*时，说明此时为大电流情形，需要采取退饱和措施；当ie＜ie*时，说明此时为小电流情形，无需采取退饱和措施，需要提高系统稳定性，抑制小电流下的波形振荡与错误脉冲现象的发生。
[0024] (4)外置MOSFET驱动电平调整；
[0025] 当经过步骤(1)(2)(3)的判断并加以逻辑处理之后，决定是否开启功率MOSFET 6，当栅极逻辑信号为高时，三态门3处于高阻状态，输入脉冲被切断，功率MOSFET 6导通，使得逆导型IGBT的门极电压Vge被钳位在0V，当栅极逻辑信号为低时，输入脉冲正常输入，功率MOSFET 6关断，与一般驱动相同。
[0026] 在上述方案的基础上，所述门极电压Vge表示如下，
[0027]
[0028] 其中x1与x2分别表示电压比较结果与电流比较结果。
[0029] 本发明所述的逆导型IGBT是在同一芯片上集成了IGBT和续流二极管功能的半导体功率模块，较之安装尺寸相同的前几代模块，采用RCDC IGBT的模块电流密度提高了33％，散热性能也有所增强，因此，它可以延长产品工作寿命并提高可靠性，进而最大限度降低系统维护工作量，非常适合现代高速列车和高性能电力机车，以及未来的HVDC输电系统和传动装置。
[0030] 本发明利用在逆导型IGBT门极中外置功率MOSFET，起到驱动电平的灵活转换，该驱动电路可以实时监测逆导型IGBT的运行模式，并通过电流测量方法，获得流过电路的平均电流，由此判断是否需要改变门极电压，以优化逆导型IGBT内部集成二极管动态与静态特性，从而降低三相逆变系统动态与静态损耗，提高系统效率，经测算，将此预退饱和门极驱动电路应用于三相逆变器中，在保持体积不变前提下，可以提升30％左右的系统容量，降低10％-15％的损耗释放，1MW级三相逆变器可以节约电能10％-12％。
[0031] 技术关键点和欲保护点：
[0032] (1)充分认识逆导型IGBT在应用过程中对驱动器的复杂要求，合理利用预退饱和零电平的性能权衡特性，简单有效地对系统损耗优化。
[0033] (2)利用外置电平方法，利用简单的模式检测与电流检测电路，通过封锁输入脉冲并将门极电压置零的方式实现预退饱和驱动方法。
[0034] 有益效果：
[0035] (1)、该预退饱和驱动电路可以有效地避免退饱和脉冲的施加而引起的振荡现象的发生，可以采用分立元件组成，附加于普通驱动器中，简单有效，易于操作。
[0036] (2)、设定MW级三相逆变器，经初步估算，利用逆导型IGBT，并使用该预退饱和门极驱动电路，至少可以减少5-8％的动态损耗，从而提升了系统效率。
附图说明
[0037] 本发明有如下附图：
[0038] 图1由逆导型IGBT组成的牵引传动系统。
[0039] 图2(a)牵引传动系统中的开关管驱动示意图。
[0040] 图2(b)逆导型IGBT内部二极管门极电压控制特性示意图。
[0041] 图3二极管不控型驱动方式示意图。
[0042] 图4二极管两电平退饱和驱动方式示意图。
[0043] 图5基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路示意图。
[0044] 图6基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动方法示意图。
[0045] 图7基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动逻辑示意图。
具体实施方式
[0046] 以下结合附图对本发明作进一步详细说明。
[0047] 如图1-7所示，本发明所述的基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路，包括：逆导型IGBT模式检测电路、电流检测电路、外置MOSFET驱动电平调整电路、三态门3和IGBT驱动推挽电路4；
[0048] 所述逆导型IGBT模式检测电路包括电压比较器1、非门7、电压源8和集电极采集电压模块9，其中，所述集电极采集电压模块9的一端与逆导型IGBT的集电极C连接，所述电压比较器1的两个输入端分别与电压源8和集电极采集电压模块9的另一端连接，电压比较器1的输出端与非门7的输入端连接；
[0049] 所述电流检测电路包括电流比较器12、非门7、发射极采集电流模块10和电流源11，其中，所述发射极采集电流模块10的一端通过电流传感器连接至逆导型IGBT的发射极E，所述电流比较器12的两个输入端分别与电流源11和发射极采集电流模块10的另一端连接，电流比较器12的输出端与非门7的输入端连接；
[0050] 所述外置MOSFET驱动电平调整电路包括与门2、功率MOSFET6和MOS驱动芯片5，所述逆导型IGBT模式检测电路中非门7的输出端和电流检测电路中非门7的输出端均连接至与门2的输入端，与门2的输出端分别与MOS驱动芯片5的一端和三态门3的控制端连接，所述MOS驱动芯片5的另一端连接至功率MOSFET 6的栅极，功率MOSFET 6的漏极分别与逆导型IGBT的门极G和IGBT驱动推挽电路4的一端连接，所述IGBT驱动推挽电路4的另一端与三态门3的输出端连接，所述功率MOSFET 6的源极接地。
[0051] 在上述方案的基础上，所述电压比较器1的正相输入端与集电极采集电压模块9连接，电压比较器1的反相输入端与电压源8连接，电压比较器1的反相输入端还通过电阻接地。
[0052] 在上述方案的基础上，所述电流比较器12的正相输入端与电流源11连接，电流比较器12的反相输入端与发射极采集电流模块10连接，电流比较器12的反相输入端还通过电阻接地。
[0053] 在上述方案的基础上，所述集电极采集电压模块9包括若干组并联电容的电阻，其中一组并联电容的电阻的一端接地，其余组并联电容的电阻串联连接，一端与逆导型IGBT的集电极C连接，另一端与其中一组并联电容的电阻的另一端连接。
[0054] 一种基于电流阈值判断的逆导型IGBT门极预退饱和驱动电路的方法，包括以下步骤：
[0055] (1)对输入信号ctrl进行判断，若输入信号ctrl为高电平时，对逆导型IGBT的运行模式进行判断；
[0056] (2)逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式；
[0057] 所述集电极采集电压模块9通过检测逆导型IGBT的集电极电压，得到某个电压比较值Vce，与电压源8设定的电压参考值Vce*比较，若Vce＞Vce*，则判断是IGBT模式，若Vce＜Vce*，则判断是二极管模式。
[0058] (3)电流检测电路检测电流值；
[0059] 当逆导型IGBT模式检测电路判断逆导型IGBT的运行模式为二极管模式时，所述发射极采集电流模块10采集电流ie，与电流源11设定的电流参考值ie*比较，当ie＞ie*时，说明此时为大电流情形，需要采取退饱和措施；当ie＜ie*时，说明此时为小电流情形，无需采取退饱和措施，需要提高系统稳定性，抑制小电流下的波形振荡与错误脉冲现象的发生。
[0060] (4)外置MOSFET驱动电平调整；
[0061] 当经过步骤(1)(2)(3)的判断并加以逻辑处理之后，决定是否开启功率MOSFET 6，当栅极逻辑信号为高时，三态门3处于高阻状态，输入脉冲被切断，功率MOSFET 6导通，使得逆导型IGBT的门极电压Vge被钳位在0V，当栅极逻辑信号为低时，输入脉冲正常输入，功率MOSFET 6关断，与一般驱动相同。
[0062] 在上述方案的基础上，所述门极电压Vge表示如下：
[0063]
[0064] 其中x1与x2分别表示电压比较结果与电流比较结果。
[0065] 本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
