用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法

摘要

本发明公开了用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法。本发明以传统PID控制为基础，根据不同开关频率及负载下LLC谐振变换器开环状态下开环增益Avf的变化趋势，设计模糊控制查询表，以开关频率fs和负载电流io作为输入变量，通过查询，在线调整PID比例系数Kp，使经补偿环节后的开环增益Kvf维持基本稳定。从而在不同工况下保持LLC谐振变换器低频段幅频特性基本稳定，进而提升其稳态及动态性能,拓宽LLC谐振变换器的工作范围，且通过查询方式调整参数，运算量较小，无需附加器件。

权利要求

1.用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法，基于采用由模数转换器ADC、数字控制器、数字脉宽调制器和驱动模块依次连接构成的控制系统，该控制系统与LLC谐振变换器串联构成闭环；控制方法包括如下步骤：(S1)利用霍尔电流传感器对LLC谐振变换器负载电流io进行采样，采用分压法采样输出电压Uo，通过DSP的ADC模块，转换为数字信号；

(S2)开关频率fs及负载电流io分别通过以下线性变换转换，把实际论域[x*min,x*max]映射到模糊论域[-x’，x’]：*

其中，x为模糊控制器的一个输入量，分别记开关频率和负载电流的线性变换为ff(x)、fi(x)，模糊域输入量为F*及I*；

(S3)根据F*及I*，查询模糊控制查询表，得出控制器比例系数调整因子模糊域输出值k*T；

*

(S4)kT通过以下函数变换转换为实际论域输出值kT：其中，y′为模糊控制器模糊域输出值，记此变换为fk(y)；

kT与比例系数初始值K′p相乘，得到比例系数新整定值Kp：Kp＝kT*K'p                            (3)(S5)将参考电压值Vref与采样得到的输出电压值Uo的差作为PID控制器的输入，经式(3)重新调整比例系数后的PID调节器计算得出相应开关频率命令信号，并送至数字PWM模块，产生相应频率驱动波形；

(S6)由(S5)产生的驱动信号经驱动模块放大后，作用于LLC谐振变换器主拓扑中的开关管；

在步骤(S3)中模糊控制查询表是通过分析开关频率fs和负载电流io对LLC谐振变换器开环状态下的开环增益Avf的影响，利用MATLAB的fuzzy工具箱，并通过测试向量制成；

其中，Avf变化趋势为：

1)品质因数Q一定时，当开关频率增大，输出电压增益变化率绝对值减小，进而开环增益Avf减小；

2a)开关频率fs一定时，当开关频率大于谐振频率时，负载增大，品质因数Q增大，输出电压增益变化率绝对值增大，进而开环增益Avf增大；

2b)开关频率fs一定时,当开关频率小于谐振频率时，负载增大，品质因数Q增大，输出电压增益变化率绝对值减小，进而开环增益Avf减小；

以维持经补偿环节后的开环增益Kvf基本恒定为原则，制定模糊规则，使比例系数调整因子kT随开关频率及负载变化，即：Kvf∝kT*K'p*Avf    (4)。

2.根据权利要求1所述的用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法，其特征在于：在步骤(S3)中模糊控制器的输入量为开关频率和负载电流的模糊域输入量F*及I*。

3.根据权利要求1所述的用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法，其特征在于：在步骤(S4)中，控制器的比例系数初始值K′p是在开关频率为谐振频率及额定负载工况下整定而得。

说明书

用于LLC谐振变换器的高动态性能模糊PID控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及LLC谐振变换器，特别是涉及一种应用于LLC谐振变换器的高动态性能新型模糊PID控制方法，属于电力电子变流技术领域。

背景技术

[0002] 随着开关电源技术的普及，以及对电源效率要求的不断提高，软开关技术得到越来越广泛的关注。其中LLC谐振变换器作为一种无需增加辅助电路即可在全负载范围内实现零电压开通的宽输入范围拓扑，已经得到广泛应用及研究。

[0003] 但由于LLC谐振变换器小信号传递函数的低频段幅频特性受多种因素影响，尤其是开关频率及负载大小的影响，在宽工作范围下，难以得到良好的动态响应。因此，使LLC谐振变换器获得优良的控制性能成为研究的热点及难点。特别是在宽输入及负载变动较大的工况中，LLC谐振变换器动态响应较慢，稳态精度降低甚至输出不稳定。因而，有效控制方法的缺失限制了其进一步推广。目前常见的控制方法有：传统PID控制、自适应控制、滑膜控制等。但这些控制目前仍存在不足之处：传统PID控制并未考虑开关频率及负载改变而造成的小信号模型的剧烈改变，在宽工作范围下，性能较差；自适应控制仅通过开关频率调节压控振荡器的增益，进而进行控制，并未考虑负载变化的影响；而滑膜控制则过于复杂，在线运算量大，占用运算资源较大。

发明内容

[0004] 为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种应用于LLC谐振变换器的高动态性能新型模糊PID控制方法。在传统PID控制的基础上，针对LLC谐振变换器受开关频率及负载变化影响较大的特点，以开关频率及负载电流作为模糊PID控制的输入，设计了模糊推理规则，从而大大提升了系统稳定性及动态性能，进而拓宽了LLC谐振变换器的输入范围及负载范围。

[0005] 本发明的目的通过如下技术方案实现。

[0006] 应用于LLC谐振变换器的高动态性能新型模糊PID控制方法。基于包括依次连接的模数转换器ADC、数字控制器、数字脉宽调制器和驱动模块构成的控制系统，该系统与LLC谐振变换器串联构成闭环。主要步骤包括：

[0007] (S1)利用霍尔电流传感器对LLC谐振变换器负载电流io进行采样，采用分压法采样输出电压Uo，通过DSP的ADC模块，转换为数字信号；

[0008] (S2)开关频率fs及负载电流io分别通过以下线性变换转换，把实际论域[x*min,x*max]映射到模糊论域[-x’，x’]：

[0009]

[0010] 其中，x*为模糊控制器的一个输入量，分别记开关频率和负载电流的线性变换为ff(x)、fi(x)，模糊域输入量为F*及I*。

[0011] (S3)根据F*及I*，查询模糊控制查询表，得出控制器比例系数调整因子模糊域输出值k*T；

[0012] (S4)k*T通过以下函数变换转换为实际论域输出值kT：

[0013]

[0014] 其中，y′为模糊控制器模糊域输出值，记此变换为fk(y)。

[0015] kT与比例系数初始值K′p相乘，得到比例系数新整定值Kp：

[0016] Kp＝kT*K'p   (3)；(S5)将参考电压值(Vref)与采样得到的输出电压值Uo的差作为PID控制器的输入，经式(3)重新调整比例系数后的PID调节器计算得出相应开关频率命令信号，并送至数字PWM模块，产生相应频率驱动波形；

[0017] (S6)由(S5)产生的驱动信号经驱动模块放大后，作用于LLC谐振变换器主拓扑中的开关管。

[0018] 进一步的，所述步骤(S3)中模糊控制器的输入量为开关频率和负载电流的模糊域输入量F*及I*；

[0019] 进一步的，所述步骤(S3)中模糊控制查询表是通过分析开关频率fs和负载电流io对LLC谐振变换器开环状态下的开环增益Avf的影响，利用MATLAB的fuzzy工具箱，并通过测试向量制成；

[0020] 进一步的，所述步骤(S4)中控制器比例系数初始值K′p是在开关频率为谐振频率及额定负载工况下整定而得。

[0021] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：

[0022] 1、提高了系统在不同工况下的稳定性及动态性能；

[0023] 2、采用查询方法寻优，运算量较小；

[0024] 3、拓宽了变换器输入电压范围；

[0025] 4、拓宽了变换器负载变化范围。

附图说明

[0026] 图1为本发明的一种应用于LLC谐振变换器的高动态性能新型模糊PID控制方法示意图；

[0027] 图2为模糊控制器示意图；

[0028] 图3为本发明的MATLAB数值仿真电压变化率随开关频率及品质因数变化三维图；

[0029] 图4为模糊控制器输入F*、I*及输出k*T的隶属函数示意图；

[0030] 图5为应用本发明的LLC谐振变换器启动响应MATLAB仿真对比图；

[0031] 图6为应用本发明的LLC谐振变换器输入电压由200V上升至240V时动态响应MATLAB仿真对比图。

具体实施方式

[0032] 下面结合附图对本发明的实施作进一步说明，但本发明的实施和保护不限于此，需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。

[0033] 如图1所示，一种应用于LLC谐振变换器的高动态性能新型模糊PID控制方法示意图，主要步骤如下：

[0034] (S1)利用霍尔电流传感器对LLC谐振变换器负载电流io进行采样，采用分压法采样输出电压Uo，通过DSP的ADC模块，转换为数字信号；

[0035] (S2)开关频率fs及负载电流io分别通过以下线性变换转换，把实际论域[x*min,x*max]映射到模糊论域[-x’，x’]：

[0036]

[0037] 其中，x*为模糊控制器的一个输入量，分别记开关频率和负载电流的线性变换为ff* *(x)、fi(x)，模糊域输入量为F及I。

[0038] (S3)根据F*及I*，查询模糊控制查询表，得出控制器比例系数调整因子模糊域输出值k*T；图2为模糊控制器示意图。

[0039] 本实例的模糊控制查询表设计过程如下：

[0040] a).模糊控制器以F*及I*作为输入，把开关频率及负载电流的变化范围定义为模糊集上的基本论域，定义若干个模糊子集，例如，这里定义了7个模糊子集，分别为NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB，隶属函数采用三角形隶属函数，如图4所示，由此把F*及I*转化为模糊输入量A*和B*；

[0041] b).模糊推理规则分析过程如下：

[0042] LLC谐振变换器s域小信号传递函数Gvc(s)为：

[0043]

[0044] 其中：

[0045]

[0046]

[0047]

[0048] 其中，Avf为开环低频增益，ωp为低频极点，Qo为阻尼系数和ωo为二次极点，Q为品质因素，n为变压器匝比，k为谐振电感系数，Fr为谐振频率，fs为开关频率，fn为归一化频率,M为电压增益，RL为负载电阻，Vin为输入电压，Vo为输出电压，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Lm为励磁电感值，PID调节器的s域传递函数Gc(s)如下：

[0049]

[0050] 其中，Ti为积分时间常数、Td为微分时间常数。

[0051] 而经控制器调节后，经补偿环节后的开环增益Kvf：

[0052] Kvf∝kT*K'p*Avf   (10)

[0053] 由于输入电压变化范围相对较小，对LLC谐振变换器低频段的幅频特性影响较小。而与Avf成正比的输出电压增益变化率随开关频率及负载电流变化幅度较大，如图2为本实例的MATLAB数值仿真电压变化率随开关频率及品质因数变化三维图，具体仿真参数如表1所示。

[0054] 表1仿真参数

[0055]

[0056] 因此，本实例以维持经补偿环节后的开环增益Kvf基本恒定为原则，制定模糊规则，使比例系数调整因子kT随开关频率及负载变化。由图3可得，当开关频率增大，输出电压增益变化率绝对值减小，进而开环增益Avf减小，因此，需要增大控制器比例系数KP；同理，当开关频率小于谐振频率时，负载增大，品质因数Q增大，输出电压增益变化率绝对值减小，进而开环增益Avf减小，因此，需要增大控制器比例系数KP；当开关频率大于谐振频率时，负载增大，品质因数Q增大，输出电压增益变化率绝对值增大，进而开环增益Avf增大，因此，需要减小控制器比例系数KP；且开关频率对增益变化率的影响较大，相应地，模糊规则中，比例系数调整因子kT应受开关频率影响更大。这里模糊控制输出量也分为7个模糊子集，分别为NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB。据此得出以下模糊规则矩阵：

[0057] 表1不同工况下PID系数增量表

[0058]

[0059] 模糊推理方法选用马丹尼型(Mardani)，根据以上模糊规则对模糊输入进行模糊推理，得出模糊控制输出量C*。

[0060] c).根据重心法，对模糊控制输出量C*进行解模糊，得到控制器比例系数调整因子精确输出值k*T；

[0061] d).把以上隶属函数，模糊规则，模糊推理方法及解模糊方法输入MATLAB的fuzzy工具箱，并通过相关模块，最终生成控制量查询表如下表2所示。

[0062] 表2模糊查询表

[0063]

[0064]

[0065] 把以上数据转换为相关代码，输入DSP。

[0066] (S4)k*T通过以下函数变换转换为实际论域输出值kT：

[0067]

[0068] 其中，y′为模糊控制器模糊域输出值，记此变换为fk(y)。

[0069] kT与比例系数初始值K′p相乘，得到比例系数新整定值Kp：

[0070] Kp＝kT*K'p   (3)

[0071] (S5)将参考电压值(Vref)与采样得到的输出电压值Uo的差作为PID控制器的输入，经式(3)重新调整比例系数后的PID调节器计算得出相应开关频率命令信号，并送至数字PWM模块，产生相应频率驱动波形；

[0072] (S6)由(S5)产生的驱动信号经驱动模块放大后，作用于LLC谐振变换器主拓扑中的开关管。

[0073] 如图5所示为本发明的LLC谐振变换器启动MATLAB仿真图，与传统PID相比，启动响应更快，启动超调量更小；图6所示为应用本发明的LLC谐振变换器输入电压由200V上升至240V时动态响应MATLAB仿真对比图，与传统PID相比，在超调量相同的情况下，本发明控制方法响应速度更快。

[0074] 本领域技术人员可以在不违背本发明的原理和实质的前提下对本具体实施例做出各种修改或补充或者采用类似的方式替代，但是这些改动均落入本发明的保护范围。因此本发明技术范围不局限于上述实施例。