一种数据传输方法

摘要

本发明公开一种数据传输方法，包括：将待发送的数据符号按照符号段编序号，并对待发送的数据符号段按照其序号进行处理，将处理过的数据符号映射到载波上，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理使得数据符号段映射到载波上后，对于偶数序号数据符号段，偶数序号子载波传输实数部分，奇数序号子载波传输虚数部分，对于奇数序号数据符号段，偶数序号子载波传输虚数部分，奇数序号子载波传输实数部分，实现相邻数据符号段之间合作发送数据。本发明添加了对数据符号序列的预处理，可以降低发送信号的峰均功率比。

权利要求

1.一种数据传输方法，其特征在于，包括：

将待发送的数据符号划分成数据符号段并编序号，并对待发送的数据符号段按照其序号进行处理，包括加窗、FFT，并采用滤波器组技术将处理过的数据符号映射到多个子载波上，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理使得数据符号段映射到多个子载波上后，对于偶数序号数据符号段，偶数序号子载波传输实数部分，奇数序号子载波传输虚数部分，对于奇数序号数据符号段，偶数序号子载波传输虚数部分，奇数序号子载波传输实数部分，实现相邻数据符号段之间合作发送数据。

2.根据权利要求1所述的数据传输方法，其特征在于，假设子载波总数为M，滤波器组的符号周期为T，T时刻内发送Ms个数据符号，将待发送的数据符号序列记为{a0,a1,a2,...}，所述待发送的数据符号序列要经过长度为Ms的滑动窗口，每隔Ms/2点滑动截取数据符号，得到在第n个数据符号段xn上的符号为：其中，每个序号的数据符号段的长度为Ms，第n个数据符号段xn的第k个元素记为xn[k]。

3.根据权利要求2所述的数据传输方法，其特征在于，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理，具体操作为：用w表示长度为Ms的窗矢量，对第n个数据符号段xn加窗后得到rn：rn＝Diag(w)·xn

其中，Diag函数的作用是将矢量转换成对角矩阵形式，符号·表示矩阵的乘法运算，第n个数据符号段xn的第k个元素xn[k]加窗后对应rn的第k个元素rn(k)，通过Ms点离散傅里叶变换将rn转换到频域形式Rn：Rn＝FFT(rn)

FFT函数表示傅里叶变换，将Rn第m个元素的取值记为Rn[m]，对于第n个数据符号段，将经过进一步调制后得到的En中第m个元素记为En[m]，当n为偶数可以表示为：当n为奇数时，En[m]可以表示为：

其中， 函数的作用是取实部， 函数的作用是取虚部；

将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息为In[m]；

In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为KM的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：其中，g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为KM， 等效于对In[m]进行M点IFFT变换，再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移 累加，得到最终的发送信号s[i]：

4.根据权利要求3所述的数据传输方法，其特征在于，可供选择的窗包括但不限于w1，w2，它们的第k个元素w1[k]和w2[k]可以分别表示为：

5.根据权利要求2所述的数据传输方法，其特征在于，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理包括：将xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，满足an和bn的长度为 cn和dn的长度为1，四个子段的元素可以分别表示为an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]。接着需要分为n为偶数、奇数两种情况对数据符号段进行再构造，得到长度为Ms的en，将其中的第k个元素记为en[k]；

当n为偶数时的构造方式为：

当n为奇数时构造方式为：

定义：

其中， 分别与an[k],bn[k],cn[k]实部相等，虚部相反，分别与an[k],bn[k],cn[k]虚部相等，实部相反；

通过Ms点离散傅里叶变换将en转换到频域形式En：

En＝FFT(en)

FFT函数表示n点傅里叶变换，将第m个元素的取值记为En[m]；

将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息为In[m]；

In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为KM的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：其中，g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为KM， 等效于对In[m]进行M点IFFT变换；再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移 累加，得到最终的发送信号s[i]：

6.根据权利要求2所述的数据传输方法，其特征在于，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理包括：将实虚交错的符号序列xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，四个子段的元素可以分别表示为：an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]，那么在拆分和再构造的时候，需要作出一些调整：an和bn的长度为 cn和dn的长度为1， 为偶数，当n为偶数时，拆分后的子段需要满足cn,dn为实数an,bn的第一个元素为虚数；当n为奇数时，则需要满足cn,dn为虚数，an,bn的第一个元素为实数，在进行序列再构造的时候，也做出了如下调整：对于偶数数据符号段，

对于奇数数据符号段：

7.根据权利要求3至6任一项所述的数据传输方法，其特征在于，将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

8.根据权利要求3至6任一项所述的数据传输方法，其特征在于，将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

9.根据权利要求3至6任一项所述的数据传输方法，其特征在于，将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

说明书

一种数据传输方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无线通信技术领域，更具体地，涉及一种数据传输方法。

背景技术

[0002] 滤波器组多载波系统(FBMC)作为未来无线通信的一个关键技术，是通信系统研究中的一大热点。相较于正交频分复用技术(OFDM)，FBMC使用原型滤波器代替矩形窗，不同于使用矩形窗时信号的突变，经过原型滤波器的信号存在滚降过程，是平缓变化的，因此使用FBMC技术时信号会具有更好的频谱特性。然而作为多载波调制的一种，FBMC系统中的发送信号也是由各个载波分量叠加产生，因而难以避免峰均功率比(PAPR)过高的问题。现有的降低PAPR的方法中，DFT-s-FBMC技术实现简单，不存在处理时延问题，但是因为在操作过程中对于每个符号段是独立处理，符号段相加时会产生新的峰值信号，所以PAPR无法显著降低，FB-s-FBMC技术虽然能够显著降低PAPR，但是实现复杂且处理时延问题比较严重。

发明内容

[0003] 针对现有技术的缺陷，提出了采用相邻符号段之间合作发送数据的方法来降低PAPR，提出了一种主要的合作方法以及该方法的两种特殊变形。

[0004] 为实现上述目的，本发明提供一种数据传输方法，包括：将待发送的数据符号划分成数据符号段并编序号，并对待发送的数据符号段按照其序号进行处理，包括加窗、FFT，并采用滤波器组技术将处理过的数据符号映射到多个子载波上，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理使得数据符号段映射到多个子载波上后，对于偶数序号数据符号段，偶数序号子载波传输实数部分，奇数序号子载波传输虚数部分，对于奇数序号数据符号段，偶数序号子载波传输虚数部分，奇数序号子载波传输实数部分，实现相邻数据符号段之间合作发送数据。

[0005] 可选地，假设子载波总数为M，滤波器组的符号周期为T，T时刻内发送Ms个数据符号，将待发送的数据符号序列记为{a0,a1,a2,...}，所述待发送的数据符号序列要经过长度为Ms的滑动窗口，每隔Ms/2点滑动截取数据符号，得到在第n个数据符号段xn上的符号为：：

[0006]

[0007]

[0008] 其中，每个序号的数据符号段的长度为Ms，第n个数据符号段xn的第k个元素记为xn[k]。

[0009] 可选地，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理包括：

[0010] 用w表示长度为Ms的窗矢量，对第n个数据符号段xn加窗后得到rn：

[0011] rn＝Diag(w)·xn

[0012] 其中，Diag函数的作用是将矢量转换成对角矩阵形式，符号·表示矩阵的乘法运算，第n个数据符号段xn的第k个元素xn[k]加窗后对应rn的第k个元素rn(k)，通过Ms点离散傅里叶变换将rn转换到频域形式Rn：

[0013] Rn＝FFT(rn)

[0014] FFT函数表示傅里叶变换，将Rn第m个元素的取值记为Rn[m]。对于第n个数据符号段，将经过进一步调制后得到的En中第m个元素记为En[m]，当n为偶数可以表示为：

[0015]

[0016] 当n为奇数时，En[m]可以表示为：

[0017]

[0018] 其中， 函数的作用是取实部， 函数的作用是取虚部。

[0019] 将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息为In[m]；

[0020] In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为KM的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：

[0021]

[0022] 其中，g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为KM， 等效于对In[m]进行M点IFFT变换，再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

[0023] 将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移 累加，得到最终的发送信号s[i]：

[0024]

[0025] 可选地，可供选择的窗包括但不限于w1，w2，它们的第k个元素w1[k]和w2[k]可以分别表示为：

[0026]

[0027]

[0028] 可选地，将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

[0029]

[0030] 或者：

[0031]

[0032] 或者：

[0033]

[0034] 可选地，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理包括：

[0035] 将xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，满足an和bn的长度为 cn和dn的长度为1，四个子段的元素可以分别表示为an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]。接着需要分为n为偶数、奇数两种情况对数据符号段进行再构造，得到长度为Ms的en，将其中的第k个元素记为en[k]；

[0036] 当n为偶数时的构造方式为：

[0037]

[0038] 当n为奇数时构造方式为：

[0039]

[0040] 定义：

[0041]

[0042]

[0043]

[0044]

[0045] 其中， 分别与an[k],bn[k],cn[k]实部相等，虚部相反，分别与an[k],bn[k],cn[k]虚部相等，实部相反；

[0046] 通过Ms点离散傅里叶变换将en转换到频域形式En：

[0047] En＝FFT(rn)

[0048] FFT函数表示傅里叶变换，将第m个元素的取值记为En[m]；

[0049] 将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第i个时刻的第m个子载波上的信息为In[m]；

[0050] In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为KM的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：

[0051]

[0052] 其中，g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为KM， 等效于对In[m]进行M点IFFT变换，再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

[0053] 将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移 累加，得到最终的发送信号s[i]：

[0054]

[0055] 可选地，所述对待发送的数据符号段按照其序号处理包括：

[0056] 将实虚交错的符号序列xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，满足an和bn的长度为cn和dn的长度为1即可，四个子段的元素可以分别表示为an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]。当n为偶数时，拆分后的子段需要满足cn,dn为实数an,bn的第一个元素为虚数；当n为奇数时，则需要满足cn,dn为虚数，an,bn的第一个元素为实数，在进行序列再构造的时候，也做出了如下调整：

[0057] 对于偶数数据符号段，

[0058]

[0059] 对于奇数数据符号段：

[0060]

[0061] 可选地，将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

[0062]

[0063] 或者：

[0064]

[0065] 或者：

[0066]

[0067] 总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

[0068] 由于滤波器的滚降特性，其下降过程具有缓慢、平滑的特点，符号段之间相互重叠，若对符号段进行独立处理，相加传输时会产生新的峰值信号，所设计的方法采用相邻符号段之间合作发送数据的方法降低PAPR，不会产生新的峰值信号，同时处理复杂度和延迟较低。本发明提出了一种主要方法以及该方法的两种变形。

附图说明

[0069] 图1为本发明提供的数据传输方法所用发射机的具体实现框架示意图；

[0070] 图2为本发明提供的对数据符号进行处理所用的两种窗矢量函数曲线示意图，图2a为窗矢量w1对应的函数曲线，图2b为窗矢量w2对应的函数曲线；

[0071] 图3为本发明提供的数据传输方法与DFT-s-FBMC对应的发送信号PAPR性能曲线。

具体实施方式

[0072] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

[0073] DFT-s-FBMC是近些年提出的一种有效降低发送信号峰均功率比的技术，核心思想是将符号序列先经过一个DFT变换转换到频域后再输入到FBMC通信系统的发送端。本发明在该技术的基础上进行了改进，添加了对符号序列的预处理，从而进一步降低发送信号的峰均功率比。

[0074] 本发明提出了一种低峰均功率比(PAPR)的数据发送接收技术，是基于DFT-s-FBMC技术的一种变形技术，将待发送数据分段、加窗后再进行DFT，映射到载波上后，对于偶数序号数据符号段，偶数序号载波传输实数部分，奇数序号载波传输虚数部分，奇数序号反之。

[0075] 本发明的核心思想是在载波上发送频域符号，且数据段之前载波之间发送的数据是实虚交错的，并且通过数据段之间的滑动重叠以及窗函数的作用，可以实现相邻数据符号段之间合作发送数据。

[0076] 在一个示例中，发射机的具体实现框图如图1所示：信号经过滑动窗口分段截取后加窗，再通过FFT转换到频域，进行实虚交错提取后映射到载波上，再进行基于滤波器组的调制系统发送端的一系列调制步骤(包括IFFT、滤波器组滤波、错位相加等)。

[0077] 为了实现上述目的，本发明提出了一种数据传输方法，假设子载波总数为M，FBMC的复数符号周期为T，T时刻内发送Ms个数据符号，将待发送的数据符号序列记为{a0,a1,a2,...}。

[0078] 在一个示例中，本发明提供的数据传输方法发送过程包括了以下步骤：

[0079] (1)子载波总数为M，滤波器组的符号周期为T，T时刻内发送Ms个数据符号，将待发送的数据符号序列记为{a0,a1,a2,...}，待发送的数据符号序列要经过长度为Ms的滑动窗口，每隔Ms/2点滑动截取数据符号，得到在数据符号段上的符号为：将待发送的数据符号序列分为一个个长度为Ms的数据符号段{x0,x1,x2,...}，其中第n个数据符号段xn的第k个元素记为xn[k]：

[0080]

[0081]

[0082] 其中，每个序号的数据符号段的长度为Ms，第n个数据符号段xn的第k个元素记为xn[k]。

[0083] 对待发送的数据符号按照符号段编序号，每个数据段包含个Ms符号，且相邻数据段之间重叠Ms/2个符号，具体如下所示：

[0084]

[0085] (2)用w表示长度为Ms的窗矢量，对第n个数据符号段xn加窗后得到rn：

[0086] rn＝Diag(w)·xn

[0087] 其中，Diag函数的作用是将矢量转换成对角矩阵形式，符号·表示矩阵的乘法运算，第n个数据符号段xn的第k个元素xn[k]加窗后对应rn的第k个元素rn(k)，[0088] 将可供选择的两种窗矢量w记为w1，w2，它们的第k个元素w1[k]和w2[k]可以分别表示为：

[0089]

[0090]

[0091] 具体地，上述两种窗矢量函数曲线如图2所示，其中图2a为窗矢量w1对应的函数曲线，图2b为窗矢量w2对应的函数曲线。

[0092] (3)通过Ms点离散傅里叶变换将rn转换到频域形式Rn：

[0093] Rn＝FFT(rn)

[0094] FFT函数表示傅里叶变换，将第m个元素的取值记为Rn[m]。

[0095] (4)对于第n个数据符号段，将经过进一步调制后得到的En中第m个元素记为En[m]，当n为偶数可以表示为：

[0096]

[0097] 当n为奇数时，En[m]可以表示为：

[0098]

[0099] 其中， 函数的作用是取实部， 函数的作用是取虚部。

[0100] (5)将Ms个元素En[m]映射到M个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]可以表示为：

[0101]

[0102] 或者：

[0103]

[0104] 或者：

[0105]

[0106] (6)In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为KM的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：

[0107]

[0108] 其中，g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为KM， 等效于对In[m]进行M点IFFT变换，再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

[0109] (7)将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移 累加，得到最终的发送信号s[i]：

[0110]

[0111] 其中，位移 累加过程如下所示：

[0112]

[0113] 在另一个示例中，本发明提供的数据传输方法还可以有如下两种变形形式：

[0114] 变形1：

[0115] 将待传输复数符号序列依次分为长度为Ms的数据符号段{x0,x1,x2,...}，将第n个数据符号段xn经过拆分，再构造后，得到新的长度为Ms的序列rn，将rn经过Ms点DFT转换到频域后映射到载波上，然后进行采样、IFFT、滤波、位移相加，得到最终的发送信号，具体可包括如下步骤：

[0116] (1)得到数据符号段{x0,x1,x2,...}，每段长度为 第n个数据符号段xn的第k个元素记为xn[k]：

[0117]

[0118] 其中，这里的数据符号分分断方式如下所示：

[0119]

[0120] (2)将xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，满足an和bn的长度为 cn和dn的长度为1，四个子段的元素可以分别表示为an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn[k]＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]。

[0121] (3)分为n为偶数、奇数两种情况对数据符号段进行再构造，得到长度为Ms的en，将其中的第k个元素记为en[k]，当n为偶数时的构造方式为：

[0122]

[0123] 当n为奇数时构造方式为：

[0124]

[0125] 定义：

[0126]

[0127]

[0128]

[0129]

[0130] 其中， 与an[k],bn[k],cn[k]实部相等，虚部相反，与an[k],bn[k],cn[k]虚部相等，实部相反。

[0131] (4)通过Ms点离散傅里叶变换将en转换到频域形式En：

[0132] En＝FFT(en)

[0133] FFT函数表示傅里叶变换，将第m个元素的取值记为En[m]。

[0134] (5)与之前的操作一致。

[0135] (6)与之前的操作一致。

[0136] (7)与之前的操作一致。

[0137] 需要说明的是，该变形方案相比于之前的方案，不同之处在于在FFT之前就对序列进行再构造，使得FFT的结果直接满足实虚交错的条件不需要再进行实部和虚部的提取。

[0138] 变形2

[0139] 下面，讨论一种特例情况，即发送的符号序列是实虚交错的，那么在拆分和再构造的时候，需要做出一些调整：当n为偶数时，拆分后的子段需要满足cn,dn为实数an,bn的第一个元素为虚数；当n为奇数时，则需要满足cn,dn为虚数，an,bn的第一个元素为实数，在进行序列再构造的时候，也做出了调整，具体包括如下步骤：

[0140] (1)数据符号的分段方法与变形1中步骤(1)的操作一致，得到实虚交错的xn。

[0141] (2)将实虚交错的符号序列xn拆分为an,bn,cn,dn四个子段，将每个子段内的元素表示为a[k],b[k],c[k],d[k]，其中an和bn的长度为 cn和dn的长度为1，四个子段的元素可以分别表示为an＝[an[0],an[1],...,an[Ms/4-1]]，bn＝[bn[0],bn[1],...,bn[Ms/4-1]]，cn＝cn[0]，dn＝dn[0]，其中 为偶数。当n为偶数时，cn,dn为实数an,bn的第一个元素为虚数；当n为奇数时，cn,dn为虚数，an,bn的第一个元素为实数，数据符号具体分断方法如下所示：

[0142] n为偶数

[0143]

[0144] n为奇数

[0145]

[0146] (3)分为n为偶数、奇数两种情况对数据符号段进行再构造，得到长度为Ms的en，将其中的第k个元素记为en[k]：

[0147] n为偶数时构造方式为：

[0148]

[0149] 当n为奇数时构造方式为：

[0150]

[0151] 定义：

[0152]

[0153]

[0154]

[0155]

[0156] 其中， 与an[k],bn[k],cn[k]实部相等，虚部相反，与an[k],bn[k],cn[k]虚部相等，实部相反，与变形1中一致。

[0157] (4)与变形1中的操作一致。

[0158] (5)与变形1中的操作一致。

[0159] (6)与变形1中的操作一致。

[0160] (7)与变形1中的操作一致。

[0161] 以下为本发明提供的一个更为具体的实施例：

[0162] 实施例1

[0163] 本实施例的特定条件为，子载波总数M为1024个，T时刻内发送的数据符号数Ms为256个，待发送的符号序列ak长度为10368，其中{a1,a2,...,a128}，{a10239,a10240,...,a10368}为0起信号过渡作用，{a129,a130,...,a10238}为复数符号，所使用滤波器的重叠因子K＝4。在该具体条件下，实施步骤可以表示为：

[0164] (1)将待发送的数据符号序列分为80个长度为256的数据符号段{x0,x1,...,x80}，其中第n个数据符号段的第k个元素记为xn[k]：

[0165]

[0166] xn[k]＝a128(n-1)+k,0≤k≤255,(n≠0)

[0167] (2)用w表示长度为256的窗矢量，对第n个数据符号段xn加窗后得到：

[0168] rn＝Diag(w)·xn

[0169] 其中，Diag函数的作用是将矢量转换成对角矩阵形式，将可供选择的两种窗矢量w记为w1，w2，它们的第k个元素w1[k]和w2[k]可以分别表示为：

[0170]

[0171]

[0172] 这两种窗函数的函数曲线可参见图1所示。

[0173] (3)通过256点离散傅里叶变换将rn转换到频域形式Rn：

[0174] Rn＝FFT(rn)

[0175] FFT函数表示傅里叶变换，将第m个元素的取值记为Rn[m]。

[0176] (4)对于第n个数据符号段，将经过进一步调制后得到的En中第m个元素记为En[m]，当n为偶数可以表示为：

[0177]

[0178] 当n为奇数时，En[m]可以表示为：

[0179]

[0180] 其中， 函数的作用是取实部， 函数的作用是取虚部。

[0181] (6)将256个元素En[m]映射到1024个子载波上，第m个子载波上的信息In[m]表示为：

[0182]

[0183] (7)In[m]通过IFFT转换到时域后与长度为4096的滤波器相乘，第i个时刻的发送信号sn[i]可以表示为：

[0184]

[0185] 其中,g[i]表示滤波器的冲激响应，长度为4096， 等效于对In[m]进行1024点IFFT变换，再与g[i]相乘等效于用滤波器组滤波；

[0186] (8)将所有经过上述步骤得到的sn[i]进行依次位移512累加，如图2中所示，得到最终的发送信号s[i]。

[0187]

[0188] 在如下的仿真实例中，g[i]取phydas滤波器(参考文献：Filter Bank Design for Multicarrier Transmission and Spectrum Sensing)或sine滤波器(g[i]＝sin(π(i-1)/1024),i＝1,2,...,1024)的冲激响应函数，记为g1[i]和g2[i]，窗取w1或w2，仿真四种情况下发送信号的PAPR性能，并与采用传统DFT-s-FBMC调制的情况进行对比，CCDF曲线对比见图3。

[0189] 图3中的横坐标表示的是发送信号峰均功率比的dB值，纵坐标表示仿真出来的数据中比该值大的概率。黑色实线表示传统的DFT-s-FBMC，方形标注曲线表示使用窗w1和phydas滤波器，圆形曲线表示使用窗w1和sine滤波器，三角形标注曲线表示使用窗w2和phydas滤波器，星形标注曲线表示使用窗w2和sine滤波器。可以看到，无论采用哪种组合，PAPR的性能都相比于传统的DFT-s-FBMC有了明显改善，其中采用窗w2，sin滤波器的情况下性能最优，相比于传统方案提升了2.4dB左右。

[0190] 本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。