一种PFWM控制方法

摘要

本发明公开了一种PFWM控制方法，包含以下过程：对组合式开关电源电路中的包括BUCK在内的桥式DC‑DC和Boost转换电路进行双向同时控制；其中，对桥式DC‑DC转换电路的输出参数进行监视和反馈处理，采用自动反馈控制方法运算出PWM的占空比，通过改变PWM的占空比调整控制桥式DC‑DC转换电路的输出；对Boost转换电路的升压部分进行控制，对Boost转换电路的参数状态进行监视和反馈处理，连续或不连续地调节PFM的工作频率，通过调节工作频率调整Boost转换电路的输出功率；将PWM的占空比和PFM的工作频率合成脉冲频率和宽度调制的PFWM互补脉冲驱动信号，实现同时控制调整Boost和桥式DC‑DC转换电路的功率输出。本发明具有防止Boost电感饱和以及实现谐振软开关控制的功能。

权利要求

1.一种PFWM控制方法，其特征在于，包含以下过程：

对组合式开关电源电路中的包括BUCK在内的桥式DC-DC和Boost转换电路进行双向同时控制；其中， 对所述桥式DC-DC转换电路进行PWM控制，通过对所述桥式DC-DC转换电路的输出参数，包括电压、或电流、或功率进行监视，采用自动反馈控制方法运算出驱动工作开关元件信号PWM的占空比，通过改变所述占空比控制所述桥式DC-DC转换电路的输出；

对所述Boost转换电路进行PFM控制，对所述Boost转换电路的参数状态，包括输入电压，或电流，或相位，或Boost输出电压，或电流进行监视，并运算出所述Boost转换电路驱动开关元件信号PFM的工作频率；通过连续或不连续地调节所述工作频率以调整所述Boost转换电路的输出功率；

将所述PWM的占空比和所述PFM的工作频率合成，形成至少一对互补的脉冲频率和宽度调制的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。

2.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对Boost转换器的参数状态，包括输入交流瞬时电压进行监视，通过逻辑或数学运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比，所述最大占空比用于限制PFWM驱动信号的占空比。

3.如权利要求1或2所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制，以驱动Boost与桥式DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。

4.如权利要求3所述的PFWM控制方法，其特征在于， 还包含对Boost输出电压进行监视，动态计算运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比，所述最大占空比用于限制PFWM的占空比。

5.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，还包含对输入交流瞬时电压或整流后的交流电压幅值进行判断，根据输入交流瞬时电压值或范围，设定工作频率。

6.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对输入交流瞬时电压相位进行监视判断，连续或不连续地调节工作频率。

7.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，动态调节Boost输出电压。

8.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对Boost电感的电流归零检测，控制Boost电感的电流归零与DC-DC转换电路的第二开关元件的驱动信号截止之间的时间。

9.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，设定最大工作频率。

10.如权利要求1所述的PFWM控制方法，其特征在于，

还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，设定最小工作频率。

说明书

一种PFWM控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种开关电源电路的控制方法，特别涉及一种控制Boost与桥式(包括半桥、全桥、BUCK)DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法。

背景技术

[0002] 电器设备连接于交流电网的AC-DC电源，需满足IEC61000-3-2的对电流谐波的强制要求。针对不同的设备和应用，如图1a和1b所示，IEC61000-3-2提出了Class A，Class B，Class C，Class D的电流谐波的限制标准。

[0003] 现有技术中，为获得最佳的电流谐波抑制效果，如图2与图3所示，当前的开关式稳压电源技术，主要采用主动式功率因数校正电路(active power factor correction或active PFC)，即Boost电路来应对。

[0004] 这种Boost转换电路和DC-DC转换电路的组合，性能优异，但由于有两个独立的电路构成，有各自的功率开关元件，有各自的反馈控制和驱动回路，成本高，体积大，效率低。

[0005] 为解决上述问题，如图4所示的Boost和半桥DC-DC二合一组合电路。这种由桥式电路第一开关元件Q2，同时驱动Boost和DC-DC的转换，既可以提高功率因数，减少电流谐波，又能提高效率，减少元件数量，减少成本，减小电源体积。

[0006] 然而，上述Boost和半桥DC-DC二合一组合电路由于只能控制Boost电路和DC-DC的共同开关元件，采用传统的PWM控制器有以下缺陷：

[0007] 缺陷1：Boost输出电压不可控。

[0008] 缺陷2：Boost电感工作在高输入交流电压正弦波峰附近时，由于复位电压过低(复位电压＝Vdc-Vin；Vdc：储能电容C2上Boost输出电压)无法磁复位，从而限制了输入电压的应用范围。

[0009] 缺陷3：当Boost电感工作在电流连续模式下，第一开关元件Q2为硬开关模式，损耗大。

[0010] 缺陷4：当Boost电感L1在电流不连续模式下，Boost电感L1，Boost电容C1，第二开关元件Q3，储能电容C2，构成谐振回路，造成环路损耗。

[0011] 具体原因如下：

[0012] 结合图4与图5所示，不对称半桥和Boost工作原理为：DC-DC转换电路采用PWM控制，对DC-DC的输出参数如电压，电流，功率进行监视反馈，通过自动控制方法(如PID，零极点法)运算出PWM的占空比Duty，在预设(一般通过控制芯片设定)的固定工作频率f下，形成PWM驱动波形，控制第一开关元件Q2的导通和截止。

[0013] 当第一开关元件Q2导通时，第二开关元件Q3截止时：储能电容C2，第一开关元件Q2、谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器T1构成串联谐振半桥DC-DC的初级侧半桥功率回路，变压器T1隔离传输能量到次级。同时，Boost电容C1、第一开关元件Q2和Boost电感L1构成Boost回路，Boost电感L1储存Boost的能量。

[0014] 当第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3导通时：储能电容C2、第二开关元件Q3、谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器T1构成DC-DC的初级侧半桥功率回路，变压器T1反向传输能量到次级侧。Boost电感L1储存的能量感生电压，与Boost电容C1的输入整流电压叠加，形成升压，通过第二开关元件Q3，对储能电容C2充电，完成Boost升压。

[0015] 对于缺陷1：Boost输出电压不可控：利用DC-DC转换器的PWM互补驱动的控制方式控制第一和第二开关元件Q2和Q3，使DC-DC转换电路可以如传统方式一样工作，通过脉冲宽度占空比调节输出；而Boost部分则没有反馈控制的过程，其PWM驱动完全跟DC-DC一致。然而桥式DC-DC转换器的PWM控制，都有最大占空比限制一般为50％，如此，Boost电路的占空比也受到限制，不能达到传统Boost电路的100％，不能在交流输入的电压接近零附近，以接近100％的占空比实现能量转换，以致在储能电容C2上的电压，可能出现小于输入交流电压波峰的状态，这样，在输入交流电压的波峰时，出现经过整流元件D1直接对储能电容C2充电的尖峰电流，造成输入电流波形的不完美，谐波电流的抑制不足够的缺陷，这种缺陷一般发生在低输入交流电压的条件下，参见图6a和图6b。

[0016] 对于缺陷2：Boost电感L1工作在高输入交流电压正弦波峰附近时，由于复位电压过低(Boost电感复位电压＝Vdc-Vin)无法磁复位，其中，Vdc为储能电容C2上的电压，也是Boost电路的输出电压。Vin为Boost电容C1上的电压，其实时反映交流输入的电压。Duty为DC-DC的工作占空比。

[0017] Boost电感L1的磁复位的关系是Vin*Duty＝(Vdc-Vin)*(1-Duty)，可以得出：Duty(max)＝(Vdc-Vin)/Vdc。当Vin在正弦波峰附近时，Vin接近Vdc，如此Duty(max)必须很小，才能达到电压时间的平衡，实现磁复位。如果DC-DC的工作Duty大于Duty(max)，则Boost电感L1饱和，造成第一开关元件Q2损坏。

[0018] 关于缺陷3：如果Boost电感L1工作在电流连续模式下，第一开关元件Q2为硬开关模式，损耗大。具体为：当Boost电感L1在电流连续模式下，其电流在第一开关元件Q2截止期始终是经过Boost电感L1，Boost电容C1，储能电容C2和第二开关元件Q3的回路，不经过第一开关元件Q2，不能反向对第一开关元件Q2的寄生电容放电，所以，在接下来的第一开关元件Q2导通过程中，第一其寄生电容上为高压，不能形成零电压(ZVS)软开关。

[0019] 关于缺陷4：如果Boost电感L1在电流不连续模式下，Boost电感L1、Boost电容C1、第二开关元件Q3和储能电容C2构成谐振回路。当Boost电感L1在电流不连续模式下，Boost电感L1的储能被释放完毕，(此时，第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3导通)储能电容C2上的电压对Boost电感L1，Boost电容C1构成的谐振电路，通过第二开关元件Q3施加激励，形成谐振回路，不受控的谐振电流，是一种损耗浪费。

[0020] 基于上述，本发明提出一种PFWM(脉冲频率宽度调制，Pulse Frequency Width Modulation)二合一控制方法，以代替现有的PWM或PFM控制方法，解决以上现有技术中存在的问题和限制。

发明内容

[0021] 本发明的目的是提供一种适用于控制Boost与桥式DC-DC转换电路组合的开关电源的PFWM控制方法，对于电源的Boost转换电路与桥式DC-DC转换器组合，通过使用一种同时含频率调制和脉宽调制的PFWM驱动信号，可以驱动并实现Boost升压再转换控制输出，实现电源交流功率因数校正的功能，又能控制桥式DC-DC转换电路的转换输出。本发明的目的在于提供既能保留桥式DC-DC转换电路的PWM反馈控制，又能反馈控制Boost电路的综合控制驱动信号，以解决避免Boost电路由于受限于桥式DC-DC转换电路的PWM而不能实现受控调节输出的缺陷。

[0022] 同时，对PWM的占空比，在不同的输入交流瞬时电压位，控制最大占空比，以使Boost电感安全复位，避免饱和。进一步，设计Boost电感在电流不连续工作模式下，利用Boost电感和Boost电容的谐振，实现开关元件的零电压软开关，提高电源的效率。

[0023] 为了实现以上目的，本发明通过以下技术方案实现：

[0024] 一种PFWM控制方法，包含以下过程：对组合式开关电源电路中的包括BUCK在内的桥式DC-DC和Boost转换电路进行双向同时控制；其中，对桥式DC-DC转换电路进行PWM控制，对桥式DC-DC转换电路的输出参数，包括电压、或电流、或功率进行监视，采用自动反馈控制方法运算出驱动工作开关元件信号PWM的占空比，通过改变所述占空比控制桥式DC-DC转换电路的输出。对Boost转换电路进行PFM控制，对Boost转换电路的参数状态，包括输入电压，或电流，或相位，或Boost输出电压，或电流进行监视，并运算出Boost电路驱动开关元件信号PFM的工作频率；通过连续或不连续地调节所述工作频率调整Boost转换电路的输出功率。将所述PWM的占空比和所述PFM的工作频率合成，形成至少一对互补的脉冲频率和宽度调制的PFWM驱动信号，并直接或间接或经修正后驱动Boost与桥式DC-DC转换电路的开关元件的导通和截止。

[0025] 其中，还包含对Boost转换器的参数状态，包括输入交流瞬时电压进行监视，通过逻辑或数学运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比，所述最大占空比用于限制PFWM驱动信号的占空比。

[0026] 其中，还包含对互补的PFWM驱动信号进行死区控制，以驱动Boost与桥式DC-DC转换电路中的第一、第二开关元件。

[0027] 其中，还包含对Boost输出电压进行监视，动态计算运算得出防止Boost电感不能磁复位而饱和的最大占空比，所述最大占空比用于限制PFWM的占空比。

[0028] 其中，还包含对输入交流瞬时电压或整流后的交流电压幅值进行判断，根据输入交流瞬时电压值或范围，设定工作频率。

[0029] 其中，还包含对输入交流瞬时电压相位进行监视判断，连续或不连续地调节工作频率。

[0030] 其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，动态调节Boost输出电压。

[0031] 其中，还包含对Boost电感的电流归零检测，控制Boost电感的电流归零与DC-DC转换电路的第二开关元件的驱动信号截止之间的死区时间。

[0032] 其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，设定最大工作频率。

[0033] 其中，还包含对输入交流瞬时电压的监视，根据不同电压瞬时，设定最小工作频率。

[0034] 本发明与现有技术相比具有以下优点：

[0035] 本发明能够提供一种让Boost转换电路与桥式DC-DC二合一转换电路，通过使用同一种含频率调制和脉宽调制的PFWM信号驱号，实现Boost升压再转换输出，又能实现DC-DC转换的控制方法。对PWM最大占空比的控制，可以防止Boost电感的饱和。

[0036] 进一步，对最大工作频率和最小工作频率的控制，以及开关元件的死区控制，可以实现Boost与桥式，BUCK类组合转换电路的谐振式零电压导通的软开关。

[0037] 并且利用本发明的PFWM控制方法控制Boost与桥式，BUCK类组合转换电路，比传统的独立的两个Boost和DC-DC的PWM控制器，成本更低，体积更小。

附图说明

[0038] 图1a和图1b分别是IEC61000-3-2Class A和Class C标准对交流输入谐波要求示意图；

[0039] 图2为现有技术中的含功率因数校正电路与桥式DC-DC转换器配合的开关电源的主要组成结构框图；

[0040] 图3为现有技术中的含Boost电路与半桥DC-DC转换电路组合的开关电源的主要组成结构框图；

[0041] 图4为现有技术中的含Boost的半桥DC-DC二合一电路组合的开关电源的主要组成结构示意图；

[0042] 图5是现有技术中的PWM反馈控制结构示意图；

[0043] 图6a和图6b是使用现有技术的PWM反馈控制的Boost和DC-DC二合一转换电路组合的输入电流波形图；

[0044] 图7为本发明的PFWM控制方法；

[0045] 图8a和图8b为本发明第一实施例的开关电源装置和PWM控制方法的开关电源装置的输入电流比较结果波形图；

[0046] 图9为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态1的示意图；

[0047] 图10为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态2的示意图；

[0048] 图11为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-1的示意图；

[0049] 图12为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态3-2的示意图；

[0050] 图13为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作状态4的示意图；

[0051] 图14为本发明中的PFWM控制的开关电源的工作波形图；

[0052] 图15为本发明的第一实施例的开关电源装置1A的结构示意图；

[0053] 图16为本发明的第二实施例的开关电源装置1B的结构示意图；

[0054] 图17为本发明的第二实施例的最大占空比相对于输入电压和Boost输出电压的关系图；

[0055] 图18为本发明的第二实施例的Boost开环控制工作频率f的示意图；

[0056] 图19为本发明的第三实施例的开关电源装置1C的示意图；

[0057] 图20为本发明的第三实施例的动态调节Boost转换电路输出电压的示意图。

具体实施方式

[0058] 以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。

[0059] 结合图4的Boost和半桥谐振DC-DC的二合一电路与图7的本发明控制方法所示，本发明一种PFWM控制方法，其包含以下过程：

[0060] 步骤S1、对DC-DC和Boost电路进行双向同时控制；

[0061] 步骤S1.1、通过对DC-DC转换电路的输出参数进行监视反馈，采用自动控制方法运算出PWM的占空比Duty。在本实施例中，上述DC-DC转换电路的输出参数包含但不限于电压、电流和功率。上述自动控制方法包含但不限于PID控制法和零极点法。

[0062] DC-DC转换电路的输出电压Vout都是占空比Duty的函数，即，Vout＝f(duty)，具体如下所示：

[0063] 对于不对称半桥DC-DC转换电路：Vout＝Vdc*Duty*(1-Duty)*(Ns1/Np+Ns2/Np)。

[0064] 对于上述式中的Vdc表示储能电容C2上电压；Ns/Np表示变压器次级对初级的匝数比。由此可见，DC-DC转换电路的输出可以通过PWM的占空比来调整控制。

[0065] 步骤S1.2、对Boost转换电路的升压部分进行控制，监视Boost转换电路的参数状态，如输入交流电压，或相位，或电流，或Boost输出电压(储能电容C2的电压)，Boost电流，通过逻辑判断，或运算，或自动控制法(PID控制法)调节Boost输出功率至储能电容C2上，形成电压能量。Boost输出功率是工作频率f以及占空比Duty的函数Pout＝f(f，duty)，简化公式如下：

[0066] Pout＝1/2*f*L*(Vin*Duty/L/f)2–S＝(Vin*Duty)2/(L*f)

[0067] 式中，Pout表示Boost转换电路的平均输出功率；Vin表示输入交流经整流后的瞬时电压(输入交流电压)；L表示Boost电感L1的电感。

[0068] 由此可知，Boost转换电路的输出功率可以在Duty被DC-DC转换电路决定的条件下，通过工作频率f来调整输出。

[0069] 通过DC-DC转换电路的反馈控制，运算出占空比；以及通过Boost转换电路的反馈控制，运算出工作频率f，两者组成脉冲频率和宽度调制的PFWM脉冲驱动，同时控制调整Boost和DC-DC转换电路的功率输出。经调整频率以改善输入电流的波形如图8a和图8b所示。

[0070] 步骤S2、确保Boost电感L1在输入交流电压正弦波波动中，进行可靠磁复位；根据Boost电感L1的磁复位的关系是Vin*Duty＝(Vdc-Vin)*(1-Duty)，可以得出：Duty＝(Vdc-Vin)/Vdc；控制电路对输入交流正弦波瞬时电压进行监视，控制Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc。

[0071] 由于储能电容C2上的电压Vdc是Boost转换电路设计的设定电压，可以不监视，当需要高精度控制Duty(max)，就需要同时监视Vdc和Vin来运算Duty(Max)。

[0072] 由于在保证Boost电感L1可靠磁复位的条件下，如果Boost转换电路工作在电流连续模式下，其第一开关元件Q2以硬开关模式进行工作，损耗大。为解决上述问题，在本实施例中，实现使得第一开关元件Q2以软开关模式进行工作。

[0073] 步骤S2.1、实现使得第一开关元件Q2以零电流软开关模式进行工作包含以下过程：

[0074] 步骤S2.1.1、通过确保Boost电感L1工作在电流不连续模式以实现控制第一开关元件Q2以谐振软开关模式进行工作。

[0075] 由公式Duty＝(Vdc-Vin)/Vdc可以得出，当Vin>Vdc/2时，由于Duty(max)的限制，Boost电感L1正好磁复位。当Vin小于Vdc/2时，Boost电感L1在半桥第一开关元件Q2小于50％的Duty的条件下，都能磁复位。

[0076] 由公式Pout＝(Vin*Duty)2/(L*f)-S，可以得出，在Duty被限定，输出功率为一定值的情况下，可以降低DC-DC转换电路的工作频率，以减小S到零，使Boost电感L1进入电流不连续模式。

[0077] 本发明所述的控制方法，控制电路可以对输入交流正弦波瞬时电压进行监视，并且动态设定DC-DC转换电路的最大工作频率fmax，可以设计该电源进入电流不连续模式。

[0078] 步骤S2.1.2、第一和第二开关元件Q2和Q3以零电压软开关模式ZVS)包含：结合图9～图13所示，描述了利用被设计成电流不连续模式的Boost电感，实现第一开关元件Q2和第二开关元件Q3零电压软开关的工作原理。

[0079] 如图9所示，工作状态1：第一开关元件Q2导通，第二开关元件Q3截止，Boost电容C1上反映的是整流后输入交流正弦波瞬时电压(AC)或输入交流电压(AC)的瞬间电压Vin。储能电容C2上是储能的电压，即Boost转换电路的输出电压。

[0080] 当第一开关元件Q2导通时，储能电容C2上的能量，经第一开关元件Q2，DC-DC谐振电容Cr1和谐振电感Lr1流进主变压器T1的初级线圈Np，半桥DC-DC转换电路的转换的能量通过主变压器T1，隔离传输到次级线圈Ns2，经输出整流元件Ds2和平滑电容Cs1输出给负载。

[0081] 同时，反映AC输入交流电压变化的Boost电容C1上的能量，经过第一开关元件Q2流进Boost电感L1，回路及方向如虚线箭头所示，Boost型升压转换的能量储存在Boost电感L1内。

[0082] 如图10所示，工作状态2：第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3保持截止。当第一开关元件Q2截止时，由DC-DC谐振电感Lr1和DC-DC谐振电容Cr1构成的谐振电路，继续对主变压器T1驱动，同时DC-DC谐振电容Cr1被继续充电，能量继续提供给输出负载。

[0083] 同时，储存在Boost电感L1中的能量，在第一开关元件Q2截止后瞬间，产生感生电压，其与Boost电容C1上的电压叠加后，经过第二开关元件Q3的体二极管对储能电容C2充电，完成Boost升压转换。同时，第二开关元件Q3的寄生电容被反向放电，构成零电压，为下个工作状态3-1的ZVS导通做准备。L1释放能量直到能量释放完毕(电流不连续模式)。

[0084] 如图11所示，工作状态3-1：第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3导通。Boost电感L1能量继续释放，与Boost电容C1上的电压叠加后对储能电容C2继续充电，直到能量释放完毕(电流不连续模式)。

[0085] 当第二开关元件Q3导通时，DC-DC谐振电容Cr1上的能量，经第二开关元件Q3和DC-DC谐振电感Lr1流进主变压器T1的初级线圈Np，半桥DC-DC转换的能量通过主变压器T1，隔离传输到次级线圈Ns1，经输出整流元件Ds1和平滑电容Cs1输出给负载。

[0086] 如图12所示，工作状态3-2谐振阶段：第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3维持导通。Boost电感L1能量已经释放完毕。储能电容C1上的能量，经过第二开关元件Q3，开始对Boost电容C1和Boost电感L1充电。Boost电容C1和Boost电感L1构成串联谐振电路。

[0087] 如图13所示，工作状态4，ZVS准备：第一开关元件Q2维持截止，第二开关元件Q3截止。当第二开关元件Q3截止时，Boost电感L1上的谐振电流，经过第一开关元件Q2的体二极管流进Boost电容C1，第一开关元件Q2中的寄生电容上的电压被谐振电流反向释放，形成零电压，为下一个循环工作状态1的第一开关元件Q2的ZVS导通做准备。

[0088] 可以通过在Boost电感L1不连续电流归零和第二开关元件Q3的驱动信号的时间控制，即控制了第一开关元件Q2和第二开关元件Q3的死区时间，保证第一开关元件Q2的ZVS的实现。

[0089] DC-DC谐振半桥的工作原理和传统不对称半桥(Asymmetrical half bridge)方式一致，唯独其第一第二开关元件Q2，Q3如前所述，为零电压软开关模式，提高了电源的效率，进一步，ZVS由Boost电路的谐振完成，不再依赖于不对称半桥的谐振，也不依赖于负载大小，可以解决传统的轻载无法实现ZVS的问题。

[0090] 工作波形如图14所示。当输入交流电压Vin>Vdc/2时，通过动态设定最大工作频率fmax，使Boost电感L1有足够的电流归零时间，进入电流不连续模式；同时，设计Vin*Duty<(Vdc-Vin)*0.5，可以确保在第一开关元件Q2和第二开关元件Q3截止导通之间的死区内，实现ZVS。

[0091] 当输入交流电压Vin

[0092] 第一实施例：

[0093] 采用本发明的PFWM控制方法控制BUCK开关电源装置1A，驱动含Boost和BUCK电路的二合一组合电路，如图15所示，其控制包含以下过程：对Boost转换电路的输入交流电压(有效值)采样，进行Boost参数监视并通过逻辑控制运算，连续或不连续地调节工作频率f，以此工作频率f的PFM信号作为驱动信号，驱动第一开关元件Q2的开关，控制Boost转换电路的输出功率。逻辑控制的原理是在低输入交流电压时，使用较低工作频率f，以增加Boost输出功率，在高输入交流电压时，采用较高的工作频率f，可以减小变压器的磁感应强度(伏秒)，有利于变压器的小型化。这种逻辑控制的运算可以是连续的函数f＝f(Vin)，也可以是根据输入交流电压的范围分段设定工作频率f。逻辑控制的运算可以用电路硬件实现，也可以用软件实现。

[0094] 上述BUCK开关电源装置1A工作原理如下：

[0095] 第一整流元件D1，其采用输入整流元件或电路，用于对输入交流电压进行整流，其能量储存在储能电容C2中，当Boost转换电路工作后，Boost转换电路输出能量使储能电容C2上的电压一般大于输入交流电压，输入交流电压不再对储能电容C2充电；当Boost转换电路的能量输出不足于使储能电容C2上电压大于输入交流电压，则输入交流电压可以继续对储能电容C2充电。

[0096] 第一整流元件D1和第三整流元件D3(Boost转换电路的整流元件)构成另一个整流回路，对Boost电容C1进行充电，由于Boost电容C1的容量小，Boost电容C1上的电压基本接近输入交流电压的全波整流后的波形。对于Boost升压和BUCK类的DC-DC转换电路的二合一部分：初级侧的储能电容C2、第一和第二开关元件Q2和Q3、滤波电感T1、平滑电容Cs1以及反馈控制电路构成BUCK DC-DC转换器；第一开关元件Q2、Boost电感L1、Boost电容C1以及储能电容C2构成Boost转换电路。

[0097] 其工作原理如下：

[0098] 步骤S1.1.1、当第一开关元件Q2导通，第二开关元件Q3截止时，储能电容C2上的能量，经第一开关元件Q2流进滤波电感T1，DC-DC转换器的能量储存在滤波电感T1内。同时，反映输入交流电压变化的Boost电容C1上的能量，经第一开关元件Q2流进Boost电感L1，Boost型升压转换的能量储存在Boost电感L1内。

[0099] 步骤S1.1.2、当第一开关元件Q2截止，第二开关元件Q3保持截止时，储存在滤波电感T1内的能量，经输出二极管Ds1，输出平滑电容Cs1，以及第二开关元件Q3的体二极管，释放给输出负载。如此完成了BUCK DC-DC的隔离能量转换和传输。同时，储存在Boost电感L1中的能量，在第一开关元件Q2截止后瞬间，产生感生电压，其与Boost电容C1上的电压叠加后，经过第二开关元件Q3的体二极管，对储能电容C2充电，完成Boost升压转换。

[0100] 步骤S1.1.3、当第一开关元件Q2保持截止，第二开关元件Q3导通时，滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3经平滑电容Cs1滤波，释放给负载。Boost电感L1中的能量，继续释放给储能电容C2升压充电，直到能量放完。

[0101] 步骤S1.1.4、当第一开关元件Q2保持截止，第二开关元件Q3截止时，滤波电感T1中的能量继续通过第二开关元件Q3体二极管，经平滑电容Cs1滤波，释放给负载。Boost电感L1中的能量，继续通过第二开关元件Q3体二极管释放给储能电容C2升压充电直到能量放完。

[0102] 步骤S1.1.5、重复步骤S1.1.1～S1.1.4。

[0103] 本发明第一实施例的控制方法是对BUCK类DC-DC转换电路的输出电压，或电流或功率取样反馈，通过自动控制方法运算出PWM的占空比Duty；同时对输入交流电压监视反馈，运算出控制Boost输出电压的工作频率f，把以上获得的工作频率f和占空比Duty组合而成的驱动开关元件的互补驱动信号PFWM，以此信号驱动第一、第二开关元件Q2、Q3，同时完成Boost升压和BUCK DC-DC的转换。此控制方式可以对半波，全波交流输入进行功率因数校正(PFC)，也可以对直流输入升压转换。此控制方法适合Boost输出电压(储能电容C2电压)>2倍输入交流电压Vin的条件，Boost电感可以可靠磁复位。

[0104] 第二实施例，采用本发明的PFWM控制方法控制BUCK开关电源装置1B；如图16所示，第二实施例与第一实施例的区别在于：增加了对输入交流瞬时电压的监视，经运算和逻辑反馈处理，算出防止Boost电感磁饱和的最大占空比Duty(max)，在输入交流电压大于1/2*Vdc的时候，对PFWM的占空比进行限制，防止Boost电感L1饱和。

[0105] 最大占空比Duty(max)相对于输入交流电压AC和Boost输出电压Vdc的关系如图17所示。

[0106] 对Boost输出电压Vdc进行控制的调制工作频率f的开环控制，可以连续控制，也可以分段控制。也可以通过监视Boost输出电压，闭环反馈控制，以实现对Boost输出电压的精确调整，如图18所示。此控制方法，适合宽范围AC或DC输入的Boost和BUCK类DC-DC的组合转换电路。

[0107] 第三实施例，采用本发明的PFWM控制方法控制半桥串联谐振开关电源装置1C。如图19所示，第三实施例与上述第二实施例的区别在于：对Boost的输入交流的实时电压和Boost输出电压采样监视并通过运算和逻辑反馈处理，得出限制PFWM的最大工作频率fmax和最小工作频率fmin。在与最大占空比Duty(max)的限制配合下，可以使Boost电感L1进入电流不连续模式，使第一和第二开关元件Q2和Q3工作在谐振电流的软开关状态。

[0108] 工作原理如本发明的实施例一的详细描述，其利用PFWM的组合驱动，实现对Boost电路和半桥电路的控制，又通过Duty(max)、fmax和fmin的限制，实现桥式上第一、第二开关元件Q2、Q3的ZVS软开关。

[0109] 为改善被Duty(max)限制时段引起的桥式DC-DC转换电路的输出功率不够，可以在Duty限制时段，动态地调整Boost输出电压，根据Duty(max)<(Vdc-Vin)/Vdc，可增大Duty(max)以减轻Duty的限制。并且Boost输出电压Vdc和Duty的同时增大，可以提高桥式DC-DC转换电路的的输出功率能力，效果如图20所示。

[0110] 综上所述，本发明一种适用控制桥式，BUCK类双整流单级PFC电源电路的PFWM控制方法，由于上述开关电路公用了开关元件，需要用斩波信号的两个参数：频率，占空比，组成PFWM，分别同时控制Boost和桥式DC-DC转换电路。通过可变的占空比，控制桥式DC-DC转换电路的输出，再在此基础上，通过调节频率，控制Boost转换电路的输出(即储能电容的电压或储能)。本发明可以获得更好的功率因数。

[0111] 尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制，如具有多组含时序的互补输出PFWM驱动信号，可交错，或移相，或同步驱动多个Boost或桥式DC-DC转换电路的开关电源。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。