一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路

摘要

一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路，包括：第六二极管与第二电容串联，且第六二极管阳极与第二电容的一端相连，第六二极管的阴极与第一二极管的阳极相连，第二电容的另一端与第四二极管的阴极相连，第一级冗余吸收电路；第五二极管与第一电容串联，且第五二极管阳极与第一电容的一端相连，第五二极管的阴极与第四二极管的阴极相连，第一电容的另一端与第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与整流二极管之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管组成了全桥整流电路。

权利要求

1.一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路，其特征在于：包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第一电容、第二电容和第三电容，其中，所述第六二极管与所述第二电容串联，且所述第六二极管阳极与所述第二电容的一端相连，所述第六二极管的阴极与所述第一二极管的阳极相连，所述第二电容的另一端与第四二极管的阴极相连，为第一级冗余吸收电路；所述第五二极管与所述第一电容串联，且所述第五二极管阳极与所述第一电容的一端相连，所述第五二极管的阴极与所述第四二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；所述第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与第一二极管的阴极之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管组成了全桥整流电路；

所述回馈电路中还包括第八二极管和第九二极管，所述第八二极管的阳极接在第六二极管与第二电容串联的节点上，第八二极管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上；所述第九二极管的阳极接在第五二极管与第一电容串联的节点上，第九二极管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上。

2.一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路，其特征在于：包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第一电容、第二电容和第三电容，其中，所述第六二极管与所述第二电容串联，且所述第六二极管阳极与所述第二电容的一端相连，所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连，所述第二电容的另一端与第二二极管的阳极相连，为第一级冗余吸收电路；所述第五二极管与所述第一电容串联，且所述第五二极管阳极与所述第一电容的一端相连，所述第五二极管的阳极与所述第三二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；所述第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与第一二极管的阴极之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；所述第五二极管和第六二极管的阴极均接在第七二极管 与第三电容串联的节点上；所述第一二极管、第二二极管组成了半桥整流电路。

3.如权利要求1或2所述的电路，其特征在于：所述整流方式为全波整流。

说明书

一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路

技术领域

[0001] 本发明涉及一种尖峰电压抑制电路，特别涉及一种适用于航天电源离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路。

背景技术

[0002] 电源控制器是航天器在空间安全可靠飞行的保障，为航天器负载提供优质的母线电压。航天电源控制器包括充电电路、放电电路以及分流电路，各模块电路的主功率电路大多采用具有安全可靠特性的离线型拓扑结构，而二极管整流是离线拓扑结构必不可少的部分，在高频状态下，功率开关管的反复动作必然导致整流二极管产生较大的反向尖峰电压，离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路的作用是将二极管的尖峰电压抑制在一个安全的范围当中，减少高频信号带来的噪声及电磁干扰问题，从而使整个航天器能够稳定运行。

[0003] 为解决整流二极管反向尖峰电压带来的一系列问题，航天电源控制器离线输出整流二极管尖峰抑制电路中现如今有两种方案：一是阻容吸收电路，即RC电路；二是无损缓冲电路，即DDC电路。

[0004] RC吸收电路如图1所示，图中Ui为变压器原边两端电压，极性可变，图中所示D1、D2、D3、D4均为整流二极管，D1、D3共同组成全桥整流电路的前臂，D2、D4共同组成全桥整流电路的后臂，当变压器T同名端接高电平信号导通时，D1和D4组成导通桥，D2和D3反向截止。反之，若变压器T异名端接受高电平信号时，D2和D3导通，D1和D4截止。在二极管换流过程中，变压器漏感和二极管寄生电容形成谐振，从而产生了二极管反向尖峰电压，尖峰电压的大小与变压器漏感、整流二极管寄生电容、变压器寄生电容大小有关，RC吸收电路在所并联的整流二极管续流期间，吸收电容通过整流二极管将电荷在吸收电容串联的电阻上消耗掉。在该整流二极管关断时，RC网络将尖峰电压吸收。这种阻容吸收电路损耗大，很大部分能量被电阻消耗，对于高效率的航天电源系统而言，这种抑制反向尖峰电压的方法不可取。

[0005] DDC型无损吸收电路如图2所示，在结构上相比于图1的吸收电路而言简化了许多，效率也较为提高了。但是图2所示的尖峰抑制电路有一个明显的缺点，该电路副边侧变压器必须是两个同名端变压器通过中心抽头连接在一起，这样不仅使变压器在绕制过程中工艺复杂，且杂散参数比较多，如果要想取得较好的抑制效果，需采用较大的回馈电容，且考虑到航天电源系统的冗余设计，一旦图2中D5二极管损坏，则无法实现变压器漏感和C1回馈电容的谐振。

[0006] 由上述分析可知，在现有的航天电源控制器当中，虽然RC吸收电路和DDC型无损电路能够实现抑制，但是RC吸收电路的损耗较大、效率低，而DDC型无损电路结构必须要带有中心抽头，抑制效果的提升需要用到更大容值的电容，且无法满足航天电源冗余设计要求，所以上述两种常用的航天电源整流二极管尖峰抑制电路对系统的效率转换、制作工艺、可靠性方面均存在不合理因素。

发明内容

[0007] 为了解决传统航天电源控制器离线输出整流二极管尖峰电压抑制电路损耗严重、小电容尖峰电压抑制效果和单路失效抑制尖峰电压效果不明显的问题，本发明提供一种离线式输出整流二极管尖峰抑制电路，包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第一电容、第二电容和第三电容，其中，[0008] 所述第六二极管与所述第二电容串联，且所述第六二极管阳极与所述第二电容的一端相连，所述第六二极管的阴极与所述第一二极管的阳极相连，所述第二电容的另一端与第四二极管的阴极相连，第一级冗余吸收电路；

[0009] 所述第五二极管与所述第一电容串联，且所述第五二极管阳极与所述第一电容的一端相连，所述第五二极管的阴极与所述第四二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；

[0010] 所述第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与整流二极管之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；

[0011] 所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管组成了全桥整流电路。

[0012] 优选地，所述回馈电路中还包括第八二极管和第九二极管，所述第八二极管的阳极接在第六二极管与第二电容串联的节点上，第八二极管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上；所述第九二极管的阳极接在第五二极管与第一电容串联的节点上，第九二极管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上。

[0013] 优选地，所述第八二极管和第九二极管的阴极均接在滤波电感L1与滤波电容C0的中间节点上。

[0014] 本发明实施例还提供了一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路，其特征在于：包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第一电容、第二电容和第三电容，其中，

[0015] 所述第六二极管与所述第二电容串联，且所述第六二极管阳极与所述第二电容的一端相连，所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连，所述第二电容的另一端与第二二极管的阳极相连，为第一级冗余吸收电路；

[0016] 所述第五二极管与所述第一电容串联，且所述第五二极管阳极与所述第一电容的一端相连，所述第五二极管的阳极与所述第三二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；

[0017] 所述第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与整流二极管之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；

[0018] 所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管组成了全桥整流电路。

[0019] 优选地，所述整流方式为全波整流。

[0020] 本发明的效果：用小容量的电容即可大大减小输出整流二极管的反向尖峰电压值，且单路失效时也不会对抑制效果产生很大的影响，电路没有耗能元件，提高了系统的能源转换效率，进一步保证了航天器电源的稳定性、可靠性和抗干扰能力。

附图说明

[0021] 通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

[0022] 图1为传统RC缓冲电路图。

[0023] 图2为DDC无损电路图。

[0024] 图3为本发明的第一种实施例的电路图。

[0025] 图4为离线式整流输出电路无抑制网络的实验仿真波形图。

[0026] 图5为离线式整流输出电路加入本发明抑制网络的实验仿真波形图。

[0027] 图6为本发明的第二种实施例的电路图。

[0028] 图7为本发明的第三种实施例的电路图。

[0029] 图8为本发明的第三种实施例的初始阶段工作模式电路图。

[0030] 图9为本发明的第三种实施例的第二阶段工作模式图。

[0031] 图10为本发明的第三种实施例的第三阶段工作模式图。

[0032] 图11为本发明的第三种实施例的第四阶段工作模式图。

具体实施方式

[0033] 下面结合附图对本发明作进一步详细的描述。应理解，以下实施例仅用于说明本发明而非用于限定本发明的范围。

[0034] 下面结合具体的实施例来对本发明进一步说明，应理解，并不将本发明仅限于这些具体的实施方案。本领域的技术人员应该理解，本发明涵盖了权利要求书范围内所可能包括的所有备选方案、改进方案和等效方案。

[0035] 航天电源控制器包括分流电路、充电电路以及放电电路三大模块，除了分流电路中无需DC/DC变换器以外，其余两个模块电路均含有DC/DC功率变换单元。为保证功率高效传输，尤其是在大功率电源控制器中，离线式拓扑结构成为控制拓扑的首选方案。由于变压器具有极性可变的特征，为保证输出侧稳定的工作在DC模式，整流二极管就成为了离线式输出方式中不可或缺的元件。随着开关频率的不断提高，整流二极管两端的尖峰电压所带来的系统不稳定性以及干扰问题越来越受到关注。

[0036] 离线式整流二极管尖峰抑制电路的设计原理是破坏变压器漏感和整流二极管之间的谐振，减小谐振周期与谐振峰值，使整流二极管阴极电压快速达到稳定状态。实施例一[0037] 参见图3，所述离线式整流二极管尖峰抑制电路包括第一级冗余吸收电路(N1)、第二级冗余吸收电路(N2)和回馈电路(N3)。

[0038] 所述第一级冗余吸收电路(N1)中，第六二极管(D6)与第二电容(C2)串联，且第六二极管阳极与第二电容的一端相连，第六二极管的阴极与第一二极管(D1)的阳极相连，第二电容的另一端与第四二极管(D4)的阴极相连。所述第二级冗余吸收电路(N2)中，第五二极管(D5)与第一电容(C1)串联，且第五二极管阳极与第一电容的一端相连，第五二极管的阴极与第四二极管的阴极相连，第一电容的另一端与第一二极管的阳极相连。

[0039] 所述回馈电路(N3)中，第七二极管(D7)与第三电容(C3)串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感(L1)与整流二极管之间的端子上，第三电容的另一端接地。

[0040] 所述的回馈电路N3中还包括第八二极管(D8)和第九二极管(D9)，第八二极管的阳极接在第六二极管与第二电容串联的节点上，第八二极管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上；所述第九二极管的阳极接在第五二极管与第一电容串联的节点上，第九二级管的阴极接在第七二极管与第三电容串联的节点上。

[0041] 本发明在二极管换流过程中，通过第一级冗余吸收回路与第二级冗余吸收回路在Ui为高电平或低电平时与副边绕组漏感形成谐振回路，减小副边绕组与整流二极管之间的谐振能量，且在输出续流过程中转移了续流回路，电路在谐振能量较多时将多余能量通过D8二极管或D9二极管回馈给回馈电路中的储能电容C3，该过程无能量损失，若应用该抑制网络的航天电源控制系统中整流二极管尖峰电压吸收电路三个网络中某一个网络发生失效时，其余两路仍能可靠运行，提高了电源系统的可靠性。具体的工作模式见实施例三所示。

[0042] 本发明的构思为：将整流二极管与变压器漏感之间的谐振回路进行了转移，使得只有更小的漏感参与整流二极管寄生电容的谐振，从而起到抑制尖峰电压的效果；构思还包括从航天电源的特殊性出发，设计时考虑到单路失效模式下仍然可以转移部分漏感与整流二极管的谐振回路；构思还包括，使输出续流时将续流回路进行转移，减小滤波电感与整流二级管的谐振能量，从而实现抑制输出超调电压。

[0043] 本发明通过saber电路仿真进行了验证，电容值取0.1uF时达到了如下指标：采用移相全桥作为实验对象，在全桥整流二极管电路中，不加尖峰电压抑制网络时，整流二极管尖峰电压高达392.11V，如图4所示；在加入抑制网络后最大尖峰电压为75.603V，且均只发生了一次震荡，抑制效果明显，如图5所示；是相同效果下其他两类电容值的至少1/10倍。

[0044] 实施例二

[0045] 参见图6，本实施例与实施例一的不同之处在于，本实施例采用全波整流方式，且图6中D5的阳极接在了D3的阴极；D6的阳极接在了D4的阴极，其余结构和功能与实施例一相同。

[0046] 具体连接方式如下：本发明实施例还提供了一种离线式输出整流二极管尖峰电压抑制电路，包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管以及第一电容、第二电容和第三电容，其中，

[0047] 所述第六二极管与所述第二电容串联，且所述第六二极管阳极与所述第二电容的一端相连，所述第六二极管的阳极与所述第四二极管的阴极相连，所述第二电容的另一端与第二二极管的阳极相连，为第一级冗余吸收电路；

[0048] 所述第五二极管与所述第一电容串联，且所述第五二极管阳极与所述第一电容的一端相连，所述第五二极管的阳极与所述第三二极管的阴极相连，所述第一电容的另一端与所述第一二极管的阳极相连，为第二级冗余吸收电路；

[0049] 所述第七二极管与第三电容串联，第七二极管的阳极接在第三电容的一端，第七二极管的阴极接在输出滤波电感与整流二极管之间的端子上，第三电容的另一端接地，为回馈电路；

[0050] 所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管组成了全桥整流电路。

[0051] 实施例三

[0052] 参见图7，本实施例与实施例一的不同之处在于，本实施例D8二极管和D9二极管的阴极均接在滤波电感L1与滤波电容C0的中间节点上，其他结构与功能与实施例一相同。

[0053] 图8—11为图7的工作模式图，图中实线表示电路工作时的通路，虚线表示电流不流经路径。该工作过程前半周期的开通时间与死区时间与后半周期开通时间与死区时间内工作模式具有对称性，所以只分析前半个周期内的工作模态。为了便于理解，分析时以全桥变换器作为主电路，但实际应用时不仅限于全桥拓扑。

[0054] 参照图8，假设初始状态为变压器T1原边绕组两端电压Ui为高电平时，D1二极管与D4二极管构成续流通路，此时由于D2和D3承受反向电压而截至，副边绕组同名端感应出正向电压，通过电容C1与二极管D5构成通路，给电容C1充电。D6二级管、D7二极管、D8二极管和D9二极管均反向截止不导通。电流流经输出滤波模块给负载供电。

[0055] 参照图9，当Ui电压由高电平突降为0时，变压器电压极性反向。在后半周期D2和D3还未导通的死区时间内，副边绕组大部分漏感通过C2与D6构成谐振回路，只有少量的漏感经过整流二极管，将经过整流二极管的参与谐振的漏感降低了，从而起到抑制反向尖峰电压的作用。在此过程中，C1在前半周期导通时间内储存的能量通过D9回馈给输出滤波电容，如果漏感有多余的能量没有谐振完全，可通过D8二极管回馈给输出滤波电容。电路的续流回路从整流二极管转移到D7二极管和C3电容，从而减小了滤波电感带来的谐振，也降低了输出端的谐振频率和谐振峰值。

[0056] 图10和图11分别是在后半周期开通与死区时间内的电流流经电路，其工作原理与前半周期工作原理完全一样。

[0057] 本发明的效果：用小容量的电容即可大大减小输出整流二极管的反向尖峰电压值，且单路失效时也不会对抑制效果产生很大的影响，电路没有耗能元件，提高了系统的能源转换效率，进一步保证了航天器电源的稳定性、可靠性和抗干扰能力。

[0058] 本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。