双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法

摘要

本发明公开了双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法。在恒功率传输情况下，与双重移相调制相比，双重双向内移相调制有着抑制外移相占空比扰动对内移相占空比影响的优势，从而使得控制系统更加稳定，传输功率更加平稳。本方法是在双重双向内移相调制的基础上，提出一种最小回流功率控制方法。该方法能在输出不同功率时通过自动调节，找到回流功率最优运行点,从而大幅度降低回流功率，有效地提高变换器的效率。因此，相对双重移相调制而言，本发明方法更适合应用于双有源桥变换器作为能量传输单元的系统中，特别是对控制稳定性要求高的场合。前景非常广泛，易于推广。

权利要求

1.一种双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法，其特征在于，本控制方法所涉及的双有源桥变换器的拓扑结构包括直流电压源、一个输入电容Ci、一个原边H桥、一个移相电感L、一个高频变压器、一个副边H桥、一个输出电容Co和一个负载电阻R；所述原边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4，四个反并联二极管分别记为D1、D2、D3、D4，四个寄生电容分别记为C1、C2、C3、C4；所述副边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8，四个反并联二极管分别记为D5、D6、D7、D8，四个寄生电容分别记为C5、C6、C7、C8；

所述直流电压源与输入电容Ci并联之后连接到原边H桥直流输入端，原边H桥交流输出端a点连接到移相电感L的一端，移相电感L的另一端连接到高频变压器原边的同名端a1，高频变压器原边的异名端b1与原边H桥交流输出端b点连接；变压器副边的同名端c1与副边H桥交流输入端c点连接，变压器副边的异名端d1与副边H桥交流输入端d点连接，输出电容Co与负载电阻R并联连接到副边H桥直流输出端；

所述控制方法包括如下步骤：

步骤1：采样输出电压U2，输入电压U1，输出电流i2，负载电流io；

步骤2：按照以下方式求得输出功率P,以及输出功率标幺值p：

P＝U2×i0

p＝P/PB

式中,PB为基准功率，PB＝nU1Un/(8fL)，n为高频变压器的变比，n＝1，Un为输出电压额定值,f为开关频率，f＝1/Ts,Ts是开关周期，L是移相电感；

步骤3，根据步骤2得到的输出功率标幺值p和临界输出功率pmax的关系，确定双有源桥变换器的内移相占空比D1,若p＜pmax，

若p≥pmax，

式中， k为电压转换比,所述的电压转换比k定义为输入电压U1和输

出电压U2与高频变压器变比n乘积的比值， 且0

步骤4，将步骤1采样得到的双有源桥变换器输出电压U2和电压外环给定值U*做差得到电压误差信号ΔU，将电压误差信号ΔU输入PI控制器1得到内环给定值i2*，然后将内环给定值i2*与输出电流平均值 做差得电流误差信号ΔI,将电流误差信号ΔI输入PI控制器2得到外移相占空比D2；

*

步骤4.1，先将电压外环的给定值U与步骤1采样得到的输出电压U2做差得到电压误差信号ΔU，ΔU＝U*-U2，然后将电压误差信号ΔU作为PI控制器1的输入，得到内环给定值i2*；

所述PI控制器1为比例积分控制器，其传递函数GPI1(s)的表达式如下：其中，s为拉普拉斯算子，kp1为PI控制器1比例项系数，ki1为PI控制器1积分项系数；

步骤4.2，将步骤4.1得到的内环给定值i2*减去输出电流平均值 得电流误差信号ΔI，其表达式如下：式中， 为输出电流平均值， m是采样次数，i2m为输出电流i2第m次的采样值；

步骤4.3，将步骤4.2得到的电流误差信号ΔI作为PI控制器2的输入，得到外移相占空比D2；所述的PI控制器2为比例积分控制器，其PI控制器传递函数GPI2(s)的表达式如下：其中，kp2为PI控制器2比例项系数，ki2为PI控制器2积分项系数；

步骤5，根据步骤3得到的内移相占空比D1和步骤4得到的外移相占空比D2，且令D1、D2同时满足以下三个条件：

0≤D1≤D2/2

0≤D1≤1

0≤D2≤1

根据双重双向内移相调制方法，以开关管IGBTS1的驱动信号Q1为基准，生成分别与开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4、开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8相对应的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8，驱动各个开关管IGBT，使得输出电压U2维持稳定；

所述双重双向内移相调制方法的具体内容包括：

(1)原边H桥的开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4与副边H桥的开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8的驱动信号Q5、Q6、Q7、Q8频率相同，开关管IGBTS1与开关管IGBTS2互补导通，开关管IGBTS3与开关管IGBTS4互补导通，开关管IGBTS5与开关管IGBTS6互补导通，开关管IGBTS7与开关管IGBTS8互补导通；

(2)开关管IGBTS4的驱动信号Q4滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS3的驱动信号Q3滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ1，(3)开关管IGBTS8的驱动信号Q8超前于开关管IGBTS5的驱动信号Q5，开关管IGBTS7的驱动信号Q7超前于开关管IGBTS6的驱动信号Q6，超前时间与前述(2)中的滞后时间相同，即超前时间也为TΔ1，(4)开关管IGBTS5的驱动信号Q5滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS6的驱动信号Q6滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ2，

说明书

双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法

技术领域

[0001] 本发明属于电气工程领域的双向直流变换器能量传输技术，具体涉及双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法。

背景技术

[0002] 双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)变换器具有功率双向流动、高功率密度、低成本、高可靠性以及高效的特点。越来越多地应用在大功率能量传输中。常见的调制方法有传统移相、拓展移相、双重移相、三重移相。针对不同的调制方法，能量传输过程中都存在回流功率的问题，即当原边H桥的交流输出电压Uab和电感电流iL方向相反时，电感中储存的能量回流到输入电压U1侧，这部分的功率为回流功率Q。

[0003] 回流功率Q直接影响着双有源桥变换器的传输效率。因此，如何实现最小回流功率运行受到越来越多的关注。这既有学术论文对此做了深入的理论分析，也有实际应用的工程方法。目前，针对DAB回流功率的优化主要是针对不同调制方法而言的。如发明专利申请《一种加装缓冲器的DC-DC变换器及减小回流功率的方法》(CN 107911028 A)和发明专利申请《隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法》(CN 106981992 A)。

[0004] 其中，中国发明专利申请公开说明书CN 107911028 A于2018年4月13日公开的《一种加装缓冲器的DC-DC变换器及减小回流功率的方法》就是针对拓展移相调制下减小回流功率的方法，其存在以下不足：

[0005] 1、虽然实现了回流功率最优化控制，但是采用拓展移相调制方法，原边H桥输出波形为三电平，副边H桥输出波形为两电平，即原副边H桥电压转换状态不同，控制系统不易实现。

[0006] 2、拓展移相调制只在变压器的一侧H桥内引入内移相角，与双重移相调制控制的自由度相同，但相比于双重移相调制，拓展移相调制不仅存在不对称性，而且动态性能较差。

[0007] 中国发明专利申请公开说明书CN 106981992 A于2017年7月25日公开的《隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法》就是针对双重移相调制下减小回流功率的方法，其存在以下不足：

[0008] 1、虽然实现了回流功率最优化控制，但是这种调制方法在恒功率传输时，外移相占空比D2微小的变化会产生内移相占空比D1较大的变化，导致控制系统不稳定。因此，该调制方法不适用对稳定性要求高的场合。

[0009] 2、采用双重移相调制，轻载时外移相占空比微小的变化会产生很大的浪涌电流，严重时会损坏开关管IGBT。

[0010] 题为“Novel Dual-Phase-Shift Control With Bidirectional Inner Phase Shifts for a Dual-Active-Bridge Converter Having Low Surge Current and Stable Power Control，X.Liu,Senior Member,IEEE,Z.Q.Zhu,Fellow,IEEE,David A.Stone,Martin P.Foster,W.Q.Chu,Iain Urquhart,and James Greenough，《Power Electronics,IEEE Transactions on》，vol.32，No.5pp.4095-5106，2017(“具有低浪涌电流与稳定功率控制的双有源桥变换器双重双向内移相控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2017年第32卷4095～5106页)的文章解决了上述的双重移相在恒功率传输中控制系统稳定性问题，但是如何在输出不同功率时实现最小回流功率运行还未提及。

[0011] 双有源桥变换器一种典型的应用场合就是能源路由器，作为能量传输单元在系统中起到能量双向传输与稳定直流母线电压的作用。针对这种应用场合，双有源桥变换器控制系统的稳定性显得至关重要。回流功率的降低对提高系统效率起着重要的作用。因此，设计满足双重双向内移相调制要求的最小回流功率控制对提高系统效率具有重要意义。本发明方法解决的问题是基于双重双向内移相调制在输出不同功率时如何实现最小回流功率运行。

发明内容

[0012] 本发明的目的是在已有的双重双向内移相调制方法的基础上，进一步解决输出不同功率时实现最小回流功率运行的问题，从而使双有源桥变换器的回流功率大幅度降低，且在一定功率范围内实现回流功率理论值为零。

[0013] 为解决本发明的技术问题，所采用的技术方案为：一种双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法，本控制方法所涉及的双有源桥变换器的拓扑结构包括直流电压源、一个输入电容Ci、一个原边H桥、一个移相电感L、一个高频变压器、一个副边H桥、一个输出电容Co和一个负载电阻R；所述原边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4，四个反并联二极管分别记为D1、D2、D3、D4，四个寄生电容分别记为C1、C2、C3、C4；所述副边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8，四个反并联二极管分别记为D5、D6、D7、D8，四个寄生电容分别记为C5、C6、C7、C8；

[0014] 所述直流电压源与输入电容Ci并联之后连接到原边H桥直流输入端，原边H桥交流输出端a点连接到移相电感L的一端，移相电感L的另一端连接到高频变压器原边的同名端a1，高频变压器原边的异名端b1与原边H桥交流输出端b点连接；变压器副边的同名端c1与副边H桥交流输入端c点连接，变压器副边的异名端d1与副边H桥交流输入端d点连接，输出电容Co与负载电阻R并联连接到副边H桥直流输出端；

[0015] 所述控制方法包括如下步骤：

[0016] 步骤1：采样输出电压U2，输入电压U1，输出电流i2，负载电流io；

[0017] 步骤2：按照以下方式求得输出功率P,以及输出功率标幺值p：

[0018] P＝U2×i0

[0019] p＝P/PB

[0020] 式中,PB为基准功率，PB＝nU1Un/(8fL)，n为高频变压器的变比，n＝1，Un为输出电压额定值,f为开关频率，f＝1/Ts,Ts是开关周期，L是移相电感；

[0021] 步骤3，根据步骤2得到的输出功率标幺值p和临界输出功率pmax的关系，确定双有源桥变换器的内移相占空比D1,

[0022] 若p＜pmax，

[0023] 若p≥pmax，

[0024] 式中， k为电压转换比，所述的电压转换比k定义为输入电压U1和输出电压U2与高频变压器变比n乘积的比值， 且0

[0025] 步骤4，将步骤1采样得到的双有源桥变换器输出电压U2和电压外环给定值U*做差得到电压误差信号ΔU，将电压误差信号ΔU输入PI控制器1得到内环给定值i2*，然后将内环*给定值i2与输出电流平均值 做差得电流误差信号ΔI,将电流误差信号ΔI输入PI控制器
2得到外移相占空比D2；

[0026] 步骤4.1，先将电压外环的给定值U*与步骤1采样得到的输出电压U2做差得到电压误差信号ΔU，ΔU＝U*-U2，然后将电压误差信号ΔU作为PI控制器1的输入，得到内环给定值*i2；所述PI控制器1为比例积分控制器，其传递函数GPI1(s)的表达式如下：

[0027]

[0028] 其中，s为拉普拉斯算子，kp1为PI控制器1比例项系数，ki1为PI控制器1积分项系数；

[0029] 步骤4.2，将步骤4.1得到的内环给定值i2*减去输出电流平均值 得电流误差信号ΔI，其表达式如下：

[0030]

[0031] 式中，为输出电流平均值， m是采样次数，i2m为输出电流i2第m次的采样值；

[0032] 步骤4.3，将步骤4.2得到的电流误差信号ΔI作为PI控制器2的输入，得到外移相占空比D2；所述的PI控制器2为比例积分控制器，其PI控制器传递函数GPI2(s)的表达式如下：

[0033]

[0034] 其中，kp2为PI控制器2比例项系数，ki2为PI控制器2积分项系数；

[0035] 步骤5，根据步骤3得到的内移相占空比D1和步骤4得到的外移相占空比D2，且令D1、D2同时满足以下三个条件：

[0036] 0≤D1≤D2/2

[0037] 0≤D1≤1

[0038] 0≤D2≤1

[0039] 根据双重双向内移相调制方法，以开关管IGBTS1的驱动信号Q1为基准，生成分别与开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4、开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8相对应的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8，驱动各个开关管IGBT，使得输出电压U2维持稳定。

[0040] 优选地，步骤5所述双重双向内移相调制方法的具体内容包括：

[0041] (1)原边H桥的开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4与副边H桥的开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8的驱动信号Q5、Q6、Q7、Q8频率相同，开关管IGBTS1与开关管IGBTS2互补导通，开关管IGBTS3与开关管IGBTS4互补导通，开关管IGBTS5与开关管IGBTS6互补导通，开关管IGBTS7与开关管IGBTS8互补导通；

[0042] (2)开关管IGBTS4的驱动信号Q4滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS3的驱动信号Q3滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ1，

[0043] (3)开关管IGBTS8的驱动信号Q8超前于开关管IGBTS5的驱动信号Q5，开关管IGBTS7的驱动信号Q7超前于开关管IGBTS6的驱动信号Q6，超前时间与前述(2)中的滞后时间相同，即超前时间也为TΔ1，

[0044] (4)开关管IGBTS5的驱动信号Q5滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS6的驱动信号Q6滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ2，

[0045] 本发明公开的双有源桥变换器最小回流功率双重双向内移相控制方法，在基于双重双向内移相调制的基础上，输出不同功率时能实现最小回流功率运行，其有益效果具体体现在：

[0046] 1、在双重双向内移相调制的基础上，使得输出不同功率时都能实现最小回流功率运行，特别在输出功率标幺值p<临界输出功率pmax时，理论回流功率为零。在输出功率标幺值p≥临界输出功率pmax时，满足输出功率要求的条件下可以实现最小回流功率运行。

[0047] 2、双重双向内移相调制本身具有抑制外移相占空比D2扰动带来的内移相占空比D1大幅度波动的问题。因此，在稳态传输功率时具有更好的抗扰性，使得控制系统的稳定性提高。

[0048] 3、相对双重移相调制而言，本发明方法更适合应用于双有源桥变换器作为能量传输单元的系统中，特别是对双有源桥变换器控制稳定性要求高的场合，前景非常广泛，易于推广。

附图说明

[0049] 图1是双有源桥变换器拓扑示意图。

[0050] 图2是双重移相调制原理图。

[0051] 图3是本发明采用的双重双向内移相调制原理图。

[0052] 图4是基于双重双向内移相调制的等输出功率标幺值p线图。

[0053] 图5是基于双重双向内移相调制的等回流功率标幺值q线图。

[0054] 图6是本发明方法满足最小回流功率运行时内外移相占空比轨迹图。

[0055] 图7是本发明方法的控制结构图。

[0056] 图8是两种方法回流功率标幺值q的比较图。

[0057] 图9是未采用本发明方法时负载为32Ω时功率波形M的仿真图。

[0058] 图10是采用本发明方法时负载为32Ω时功率波形M的仿真图。

[0059] 图11是未采用本发明方法时负载为27Ω时功率波形M的仿真图。

[0060] 图12是采用本发明方法时负载为27Ω时功率波形M的仿真图。

[0061] 图13是本发明方法的输出电压U2波形图。

[0062] 图14是基于本发明功率切换时内外移相占空比变化图。

[0063] 图15是双重移相调制外移相占空比扰动下内移相占空比变化图。

[0064] 图16是双重双向内移相调制外移相占空比扰动下内移相占空比变化图。

具体实施方式

[0065] 图1是本发明所涉及的双有源桥变换器拓扑示意图。由图1可见，本控制方法所涉及的双有源桥变换器的拓扑结构包括直流电压源、一个输入电容Ci、一个原边H桥、一个移相电感L、一个高频变压器、一个副边H桥、一个输出电容Co和一个负载电阻R。

[0066] 所述原边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4，四个反并联二极管分别记为D1、D2、D3、D4，四个寄生电容分别记为C1、C2、C3、C4；所述副边H桥由四个开关管IGBT、四个反并联二极管和四个寄生电容组成，四个开关管IGBT分别记为开关管IGBTS5、开关管IGBT S6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8，四个反并联二极管分别记为D5、D6、D7、D8，四个寄生电容分别记为C5、C6、C7、C8。

[0067] 所述直流电压源与输入电容Ci并联之后连接到原边H桥直流输入端，原边H桥交流输出端a点连接到移相电感L的一端，移相电感L的另一端连接到高频变压器原边的同名端a1，高频变压器原边的异名端b1与原边H桥交流输出端b点连接；变压器副边的同名端c1与副边H桥交流输入端c点连接，变压器副边的异名端d1与副边H桥交流输入端d点连接，输出电容Co与负载电阻R并联连接到副边H桥直流输出端。

[0068] 本发明实施时的有关电气参数设置如下：输入电压U1＝400V，输出电压额定值Un＝400V，输出电压U2通过电压外环平均输出电流内环控制稳定在400V，即U2＝Un，电压转换比k＝1，移相电感L＝120μH、输入电容Ci＝110μF、输出电容Co＝110μF，负载电阻R＝32Ω。

[0069] 本发明所述控制方法包括采样输出电压U2、输入电压U1、输出电流i2和负载电流io，步骤如下：

[0070] 步骤1：采样输出电压U2，输入电压U1，输出电流i2，负载电流io。

[0071] 步骤2：按照以下方式求得输出功率P,以及输出功率标幺值p：

[0072] P＝U2×i0

[0073] p＝P/PB

[0074] 式中,PB为基准功率，PB＝nU1Un/(8fL)，n为高频变压器的变比，n＝1，Un为输出电压额定值,f为开关频率，f＝1/Ts,Ts是开关周期，L是移相电感。

[0075] 在本实施例中，移相电感L＝120μH，输入电压U1＝400V，输出电压额定值Un＝400V，开关频率f＝20kHz，则PB＝8333w，p＝P/8333。

[0076] 双重移相调制与双重双向内移相调制原理参见图2，图3，其中，Uab是原边H桥交流输出电压，Ucd是副边H桥交流输入电压，iL是电感电流。本发明方法采用双重双向内移相调制原理，在同时满足0≤D1≤D2/2,0≤D1≤1,0≤D2≤1的条件下，以PB为基准功率，得其输出功率标幺值p表达式为p＝-2[3D12+D1(2-4D2)+2D2(D2-1)]，回流功率标幺值q表达式为基于本实施例，图4给出了基于双重双向内移相调制的等输出功率标幺值p线图，同一条线上的所有点输出功率标幺值p相同；图5给出了基于双重双向内移相调制的等回流功率标幺值q线图，同一条线上的所有点回流功率标幺值q相同。另外输出功率标幺值p、回流功率标幺值q随着图中箭头的方向增加。

[0077] 步骤3，根据步骤2得到的输出功率标幺值p和临界输出功率pmax的关系，确定双有源桥变换器的内移相占空比D1,

[0078] 若p＜pmax，

[0079] 若p≥pmax，

[0080] 式中， k为电压转换比,所述的电压转换比k定义为输入电压U1和输出电压U2与高频变压器变比n乘积的比值， 且0

[0081] 在本实施例中，电压转换比k＝1，则：

[0082] 步骤4，根据步骤1采样得到的双有源桥变换器输出电压U2和电压外环给定值U*做差得到电压误差信号ΔU，将电压误差信号ΔU输入PI控制器1得到内环给定值i2*，然后将内环给定值i2*与输出电流平均值 做差得电流误差信号ΔI,将电流误差信号ΔI输入PI控制器2得到外移相占空比D2。

[0083] 步骤4.1,先将电压外环的给定值U*与步骤1采样得到的输出电压U2做差得到电压*误差信号ΔU，ΔU＝U-U2，然后将电压误差信号ΔU作为PI控制器1的输入，得到内环给定值i2*；所述PI控制器1为比例积分控制器，其传递函数GPI1(s)的表达式如下：

[0084]

[0085] 其中，s为拉普拉斯算子，kp1为PI控制器1比例项系数，ki1为PI控制器1积分项系数；

[0086] 步骤4.2，将步骤4.1得到的内环给定值i2*减去输出电流平均值 得电流误差信号ΔI，其表达式如下：

[0087]

[0088] 式中，为输出电流平均值， m是采样次数，i2m为输出电流i2第m次的采样值；

[0089] 步骤4.3，将步骤4.2得到的电流误差信号ΔI作为PI控制器2的输入，得到外移相占空比D2；所述的PI控制器2为比例积分控制器，其PI控制器传递函数GPI2(s)的表达式如下：

[0090]

[0091] 其中，kp1为PI控制器1比例项系数，ki1为PI控制器1积分项系数，kp2为PI控制器2比例项系数，ki2为PI控制器2积分项系数。

[0092] 在本实施例中，电压外环给定值U*＝400V，kp1＝0.00312，ki1＝5.2，kp2＝0.0096，ki2＝96.15。通过步骤3得到的内移相占空比D1和步骤4得到的外移相占空比D2满足：若输出功率标幺值 D2＝2D1，此时理论上回流功率为零；若输出功率标幺值D2＝0.5D1+0.5。参见附图6，为本发明方法满足最小回流功率运行时内
外移相占空比轨迹图。

[0093] 步骤5，根据步骤3得到的内移相占空比D1和步骤4得到的外移相占空比D2，且令D1、D2同时满足以下三个条件：

[0094] 0≤D1≤D2/2

[0095] 0≤D1≤1

[0096] 0≤D2≤1

[0097] 根据双重双向内移相调制方法，以开关管IGBTS1的驱动信号Q1为基准，生成分别与开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4、开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8相对应的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8，驱动各个开关管IGBT，使得输出电压U2维持稳定。

[0098] 其中，所述双重双向内移相调制方法的具体内容包括：

[0099] (1)原边H桥的开关管IGBTS1、开关管IGBTS2、开关管IGBTS3、开关管IGBTS4的驱动信号Q1、Q2、Q3、Q4与副边H桥的开关管IGBTS5、开关管IGBTS6、开关管IGBTS7、开关管IGBTS8的驱动信号Q5、Q6、Q7、Q8频率相同，开关管IGBTS1与开关管IGBTS2互补导通，开关管IGBTS3与开关管IGBTS4互补导通，开关管IGBTS5与开关管IGBTS6互补导通，开关管IGBTS7与开关管IGBTS8互补导通。

[0100] (2)开关管IGBTS4的驱动信号Q4滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS3的驱动信号Q3滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ1，

[0101] (3)开关管IGBTS8的驱动信号Q8超前于开关管IGBTS5的驱动信号Q5，开关管IGBTS7的驱动信号Q7超前于开关管IGBTS6的驱动信号Q6，超前时间与前述(2)中的滞后时间相同，即超前时间均为TΔ1，

[0102] (4)开关管IGBTS5的驱动信号Q5滞后于开关管IGBTS1的驱动信号Q1，开关管IGBTS6的驱动信号Q6滞后于开关管IGBTS2的驱动信号Q2，滞后时间均为TΔ2，

[0103] 本发明方法的控制结构图如图7所示。

[0104] 图8是两种方法回流功率标幺值q的比较图。即本实施例中采用了本发明优化方法与未采用本发明优化方法回流功率标幺值q的比较图，明显可以看出采用本发明优化方法后，回流功率得到了很好的抑制。

[0105] 下面通过仿真具体观察一下本发明方法相比未采用本发明方法的优点。通过仿真进行验证，图9是未采用本发明方法时负载为32Ω时功率波形M的仿真图，其中在横轴以下的部分就是回流功率。图10是采用本发明方法时负载为32Ω时功率波形M的仿真图，对应附图6中A点，输出功率标幺值p为0.6，因为A点小于临界传输功率pmax，所以理论回流功率Q为零。明显可以看出采用本发明方法回流功率得到了优化。在某一时刻负载切换，图11是未采用本发明方法时负载为27Ω时功率波形M的仿真图。图12是采用本发明方法时负载为27Ω时功率波形M的仿真图，对应图6中B点，因为B点大于临界传输功率pmax，同时是输出功率标幺值p＝0.71线与回流功率标幺值q＝0.0012线的切点，理论上回流功率Q较其它点小。通过图11与图12的对比可以看出采用本发明提出的最小回流功率控制方法减小了回流功率。

[0106] 参见图13，在电压外环平均输出电流内环控制下，不同功率切换时输出电压能维持稳定。参见图14，为动态切换过程中内外移相占空比动态变化过程。可以看出，稳定之后内外移相占空比满足理论分析的关系。

[0107] 图15，图16分别为双重移相调制与本发明采用的双重双向内移相调制在输出功率标幺值p＝0.1时，内移相占空比D1随外移相占空比D2变化的波形图，在稳态工作点给外移相占空比D2微小的扰动ΔD2，使得内移相占空比产生扰动ΔD1，明显可以看出，在稳态时本发明采用的双重双向内移相调制方法对外移相占空比D2的扰动带来的内移相占空比D1波动的问题具有很好的抑制作用。