用于开关电源器件的硬开关禁用

摘要

一种用于驱动电源开关的控制器引入一个硬接通禁用电路，当电源开关维持在高电压值时，防止电源开关接通。硬接通禁用电路包括一个硬接通检测电路和一个保护逻辑电路。硬接通禁用电路用于根据检测指示信号，闭锁系统输入信号或者将系统输入信号传递到电源开关的标准栅极驱动电路。尤其是保护逻辑电路根据高压检测，闭锁系统输入信号VIN，使得电源开关忽略可能是不正常的系统输入信号VIN，防止电源开关受到不必要的硬切换。

权利要求

1.一种用于在输出节点上产生一个栅极驱动信号，驱动电源开关栅极端的控制器电路，其中栅极端控制着电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特征在于，该控制器电路包括：一第一栅极驱动电路，用于接收输入控制信号，并产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，驱动电源开关的栅极端，根据输入控制信号，接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端，接通电源开关；以及一硬接通禁用电路，用于根据系统输入信号和第一电压产生输入控制信号，第一电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，硬接通禁用电路产生一个高压指示信号，根据第一电压超过第一阈值时，高压指示信号生效，否则的话，高压指示信号就失效，其中根据生效的高压指示信号，硬接通禁用电路产生输入控制信号，输入控制信号具有第一逻辑态，防止系统输入信号提供给第一栅极驱动电路，并且根据失效的高压指示信号，硬接通禁用电路产生输入控制信号镜像系统输入信号，以驱动第一栅极驱动电路。

2.如权利要求1所述的控制器电路，其特征在于，所述的硬接通禁用电路包括一滞后检测电路，所述的滞后检测电路具有一个设置电压电平和一个重置电压电平，设置电压电平高于重置电压电平，根据第一电压处于设置电压电平或者高于设置电压电平时，滞后检测电路生效高压指示信号，根据第一电压处于重置电压电平或低于重置电压电平时，滞后检测电路失效高压指示信号。

3.如权利要求2所述的控制器电路，其特征在于，所述的硬接通禁用电路还包括一D-触发器，所述的D-触发器具有一个数据输入端耦合到正向电压源电压上，一时钟输入端耦合到系统输入信号上，一重置端耦合到表示高压指示信号的信号上，并产生一输出信号，其中根据生效的高压指示信号，将D-触发器置于重置模式中。

4.如权利要求3所述的控制器电路，其特征在于，所述的硬接通禁用电路还包括一个逻辑与门，用于接收D-触发器的系统输入信号和输出信号，所述逻辑与门产生输入控制信号。

5.如权利要求1所述的控制器电路，其特征在于，

所述的第一栅极驱动电路包括第一晶体管、第一阻抗、第二阻抗和第二晶体管，串联在正向电压源电压和地电压之间，第一阻抗和第二阻抗之间的公共节点是输出节点，其中第一栅极驱动电路接通第一晶体管，并断开第二晶体管，以生效第一输出信号，接通电源开关，第一栅极驱动电路断开第一晶体管，并接通第二晶体管，以失效第一输出信号，断开电源开关；并且其中根据生效的高压指示信号，第一栅极驱动电路断开第一晶体管，并接通第二晶体管，以失效第一输出信号，断开电源开关。

6.如权利要求1所述的控制器电路，其特征在于，所述第一电压表示在电源开关断开时间内，电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压。

7.如权利要求1所述的控制器电路，其特征在于，所述的电源开关包括一个绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件。

8.一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，其中栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特征在于，该方法包括：监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压；

提供一个高压指示信号；

确定反馈电压超过第一阈值；

根据所确定的反馈电压超过第一阈值，生效高压指示信号；

确定反馈电压低于第一阈值；

根据所确定的反馈电压低于第一阈值，失效高压指示信号；

根据失效的高压指示信号，提供系统输入信号，驱动电源开关接通和断开，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间；并且根据生效的高压指示信号，防止系统输入信号进入电源开关，无论系统输入信号的状态是什么，电源开关都断开。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述确定反馈电压超过第一阈值电平包括确定反馈电压超过设置电压电平；并且确定反馈电压低于第一阈值电平包括确定反馈电压低于重置电压电平，设置电压电平高于重置电压电平。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括：

生效高压指示信号之后，根据反馈电压降至重置电压电平以下时，失效高压指示信号。

11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述的监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压，包括在电源开关断开时间内，监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压。

12.一种用于在输出节点上产生栅极驱动信号驱动电源开关栅极端的控制器电路，栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特征在于，该控制器电路包括：一第一栅极驱动电路，用于接收输入控制信号，并产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，驱动电源开关的栅极端，根据输入控制信号，接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端，接通电源开关；

第一保护电路，用于根据系统输入信号以及反馈电压产生输入控制信号，反馈电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，根据反馈电压超过第一阈值电平时，第一保护电路产生输入控制信号，以防止系统输入信号提供给第一栅极驱动电路；以及第二保护电路，用于接收反馈电压并产生故障检测指示信号，根据反馈电压超过第二阈值电平时，第二保护电路生效故障检测指示信号，配置第二保护电路产生第二个输出信号，作为栅极驱动信号，根据生效的故障检测指示信号，在第二个栅极电压值下使电源开关接通一段预定义的时间。

13.如权利要求12所述的控制器电路，其特征在于，根据反馈电压低于第一阈值电平，第一保护电路产生输入控制信号镜像系统输入信号，以驱动第一个栅极驱动电路。

14.一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，其中栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特征在于，该方法包括：监控反馈电压，反馈电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压；

确定反馈电压超过第一阈值电平；

根据确定结果，防止系统输入信号进入电源开关，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，无论系统输入信号的状态如何，都断开电源开关；

确定反馈电压超过第二阈值电平；

根据确定结果，产生具有钳位栅极驱动电压值的钳位栅极驱动信号，并利用钳位栅极驱动信号，接通电源开关；并且继续监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括：

确定反馈电压低于第一阈值电平；并且

根据确定结果，提供系统输入信号，驱使电源开关接通和断开。

说明书

用于开关电源器件的硬开关禁用

技术领域

[0001] 本发明涉及开关电源器件领域，具体涉及用于开关电源器件的硬开关禁用。

背景技术

[0002] 感应加热已广泛应用于国内工业和医疗等领域。感应加热是指通过电磁感应加热导电物体(例如金属等)的技术，这种技术通过物理上靠近物体的电路中电流的波动，使得封闭电路(物体)中产生电流。例如，一个电磁炉包括交流电驱动的谐振回路，在感应线圈处感应交流磁场。感应线圈处的交流磁场，在置于感应线圈附近的金属蒸煮罐中产生感应电流。电阻金属蒸煮罐中感应的电流产生热量，反过来加热蒸煮罐中的食物。

[0003] 一种常用的感应加热拓扑结构是单开关准谐振逆变器拓扑结构，包括一个单独的电源开关和一个单独的谐振电容器，为感应线圈提供可变的谐振电流。由于IGBT的高功率可能性和高开关频率操作，因此配置单独的开关准谐振逆变器通常使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)作为电源开关器件。

[0004] 过电压状况，例如电源浪涌等，对于单开关准谐振逆变器电路来说是一个严重的问题。尤其是当电压超过电源开关器件的额定电压时，准谐振逆变器电路中的电源开关器件可能失效或永久受损。例如，发生闪电时，可能会在交流输入线路中产生极其高的浪涌电压。当浪涌电压超过电源开关器件的击穿电压时，如果没有在电源浪涌发生后极短的时间(毫秒量级)内采取补救措施，那么电源开关器件受到无法挽回地损伤。

[0005] 另外，在单开关准谐振逆变器正常工作时，以指定的开关频率(例如30kHz)接通和断开电源开关。当电源开关断开时，电源开关上的电压可以达到很高的峰值电压，例如1kV。当开关器件上的电压仍然处于高电压值时，如果电源开关被再次意外接通，那么电源开关会进入硬开关，对电源开关的效率和可靠性产生不良影响。

发明内容

[0006] 本发明提供了一种用于开关电源器件的硬开关禁用，保护逻辑电路根据高压检测，闭锁系统输入信号，使得电源开关忽略可能是不正常的系统输入信号，防止电源开关受到不必要的硬切换。

[0007] 为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：

[0008] 一种用于在输出节点上产生一个栅极驱动信号，驱动电源开关栅极端的控制器电路，其中栅极端控制着电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特点是，该控制器电路包括：

[0009] 一第一栅极驱动电路，用于接收输入控制信号，并产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，驱动电源开关的栅极端，根据输入控制信号，接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端，接通电源开关；以及

[0010] 一硬接通禁用电路，用于根据系统输入信号和第一电压产生输入控制信号，第一电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，硬接通禁用电路产生一个高压指示信号，根据第一电压超过第一阈值时，高压指示信号生效，否则的话，高压指示信号就失效，

[0011] 其中根据生效的高压指示信号，硬接通禁用电路产生输入控制信号，输入控制信号具有第一逻辑态，防止系统输入信号提供给第一栅极驱动电路，并且根据失效的高压指示信号，硬接通禁用电路产生输入控制信号镜像系统输入信号，以驱动第一栅极驱动电路。

[0012] 所述的硬接通禁用电路包括一滞后检测电路，所述的滞后检测电路具有一个设置电压电平和一个重置电压电平，设置电压电平高于重置电压电平，根据第一电压处于设置电压电平或者高于设置电压电平时，滞后检测电路生效高压指示信号，根据第一电压处于重置电压电平或低于重置电压电平时，滞后检测电路失效高压指示信号。

[0013] 所述的硬接通禁用电路还包括一D-触发器，所述的D-触发器具有一个数据输入端耦合到正向电压源电压上，一时钟输入端耦合到系统输入信号上，一重置端耦合到表示高压指示信号的信号上，并产生一输出信号，其中根据生效的高压指示信号，将D-触发器置于重置模式中。

[0014] 所述的硬接通禁用电路还包括一个逻辑与门，用于接收D-触发器的系统输入信号和输出信号，所述逻辑与门产生输入控制信号。

[0015] 所述的第一个栅极驱动电路包括第一晶体管、第一阻抗、第二阻抗和第二晶体管，串联在正向电压源电压和地电压之间，第一阻抗和第二阻抗之间的公共节点是输出节点，[0016] 其中第一栅极驱动电路接通第一晶体管，并断开第二晶体管，以生效第一输出信号，接通电源开关，第一栅极驱动电路断开第一晶体管，并接通第二晶体管，以失效第一输出信号，断开电源开关；并且

[0017] 其中根据生效的高压指示信号，第一栅极驱动电路断开第一晶体管，并接通第二晶体管，以失效第一输出信号，断开电源开关。

[0018] 所述第一电压表示在电源开关断开时间内，电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压。

[0019] 所述的电源开关包括一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)器件。

[0020] 一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，其中栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特点是，该方法包括：

[0021] 监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压；

[0022] 提供一个高压指示信号；

[0023] 确定反馈电压超过第一阈值；

[0024] 根据所确定的反馈电压超过第一阈值，生效高压指示信号；

[0025] 确定反馈电压低于第一阈值；

[0026] 根据所确定的反馈电压低于第一阈值，失效高压指示信号；

[0027] 根据失效的高压指示信号，提供系统输入信号，驱动电源开关接通和断开，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间；并且

[0028] 根据生效的高压指示信号，防止系统输入信号进入电源开关，无论系统输入信号的状态是什么，电源开关都断开。

[0029] 所述确定反馈电压超过第一阈值电平包括确定反馈电压超过设置电压电平；并且确定反馈电压低于第一阈值电平包括确定反馈电压低于重置电压电平，设置电压电平高于重置电压电平。

[0030] 所述的方法还包括：

[0031] 生效高压指示信号之后，根据反馈电压降至重置电压电平以下时，失效高压指示信号。

[0032] 所述的监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压，包括在电源开关断开时间内，监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压。

[0033] 一种用于在输出节点上产生栅极驱动信号驱动电源开关栅极端的控制器电路，栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特点是，该控制器电路包括：

[0034] 一第一栅极驱动电路，用于接收输入控制信号，并产生第一输出信号，作为栅极驱动信号，驱动电源开关的栅极端，根据输入控制信号，接通和断开电源开关，第一输出信号具有第一栅极电压值，驱动电源开关的栅极端，接通电源开关；

[0035] 第一保护电路，用于根据系统输入信号以及反馈电压产生输入控制信号，反馈电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，根据反馈电压超过第一阈值电平时，第一保护电路产生输入控制信号，以防止系统输入信号提供给第一栅极驱动电路；以及

[0036] 第二保护电路，用于接收反馈电压并产生故障检测指示信号，根据反馈电压超过第二阈值电平时，第二保护电路生效故障检测指示信号，第二阈值电平高于第一阈值电平，配置第二保护电路产生第二个输出信号，作为栅极驱动信号，根据生效的故障检测指示信号，在第二个栅极电压值下使电源开关接通一段预定义的时间。

[0037] 根据反馈电压低于第一阈值电平，第一保护电路产生输入控制信号镜像系统输入信号，以驱动第一个栅极驱动电路。

[0038] 一种产生栅极驱动信号的方法，用于驱动电源开关的栅极端，其中栅极端控制电源开关的第一电源端和第二电源端之间流动的电流，其特点是，该方法包括：

[0039] 监控反馈电压，反馈电压表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间的电压；

[0040] 确定反馈电压超过第一阈值电平；

[0041] 根据确定结果，防止系统输入信号进入电源开关，系统输入信号决定电源开关的接通时间和断开时间，无论系统输入信号的状态如何，都断开电源开关；

[0042] 确定反馈电压超过第二阈值电平，第二阈值电平高于第一阈值电平；

[0043] 根据确定结果，产生具有钳位栅极驱动电压值的钳位栅极驱动信号，并利用钳位栅极驱动信号，接通电源开关；并且

[0044] 继续监控表示电源开关的第一电源端和第二电源端之间电压的反馈电压。

[0045] 所述的方法还包括：

[0046] 确定反馈电压低于第一阈值电平；并且

[0047] 根据确定结果，提供系统输入信号，驱使电源开关接通和断开。

附图说明

[0048] 图1表示某些示例中感应加热所使用的单开关准谐振逆变器的电路图。

[0049] 图2表示在本发明的实施例中，含有保护电路的控制器电路的结构图，耦合保护电路驱动单开关准谐振逆变器中的电源开关，用于感应加热。

[0050] 图3表示在本发明的实施例中，图2所示的控制器电路结构的电路图。

[0051] 图4表示在某些示例中，图3所示控制器电路工作的时序图。

[0052] 图5表示在某些示例中，发生电源浪涌时，IGBT的集电极电压和集电极电流。

[0053] 图6表示在本发明的实施例中，准谐振逆变器电路中，为电源开关器件提供过电压或短路保护的方法流程图。

[0054] 图7表示在本发明的实施例中，配置两级保护系统的控制器电路的结构图，包括耦合两个保护体系驱动单开关准谐振逆变器中的电源开关，用于感应加热。

[0055] 图8表示在本发明的实施例中，图7所示的控制器电路结构的电路图。

[0056] 图9表示在某些示例中，图8所示控制器电路运行的时序图。

[0057] 图10表示在某些示例中，发生电源浪涌时，IGBT的集电极电压和集电极电流。

[0058] 图11表示在本发明的实施例中，为准谐振逆变器电路中电源开关器件提供硬接通失效保护的方法流程图。

[0059] 图12表示在本发明的实施例中，为准谐振逆变器电路中电源开关器件提供两级保护的方法流程图。

具体实施方式

[0060] 本发明可以以各种方式实现，包括作为一个工艺；一种器件；一个系统；和/或一种物质合成物。在本说明书中，这些实现方式或本发明可能采用的任意一种其他方式，都可以被称为技术。一般来说，可以在本发明的范围内变换所述工艺步骤的顺序。

[0061] 本发明的一个或多个实施例的详细说明以及附图解释了本发明的原理。虽然，本发明与这些实施例一起提出，但是本发明的范围并不局限于任何实施例。本发明的范围仅由权利要求书限定，本发明包含多种可选方案、修正以及等效方案。在以下说明中，所提出的各种具体细节用于全面理解本发明。这些细节用于解释说明，无需这些详细细节中的部分细节或全部细节，依据权利要求书，就可以实现本发明。为了简便，本发明相关技术领域中众所周知的技术材料并没有详细说明，以免对本发明产生不必要的混淆。

[0062] 在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入一个保护电路，保护电源开关不受过电压或电源浪涌等故障的影响。保护电路包括一个故障检测电路和一个保护栅极驱动电路。故障检测电路用于检测电源开关上的电压，发出故障检测指示信号，保护栅极驱动电路用于产生栅极驱动信号，根据检测到的故障情况，接通电源开关。尤其是保护栅极驱动电路产生栅极驱动信号，栅极驱动信号具有缓慢的断言跃迁，并在指定栅极电压值下钳位。在这种情况下，发生过电压时保护电路配置电源开关的栅极端有效钳位，以及电源开关的安全处理。

[0063] 在一些实施例中，保护栅极驱动电路驱动电源开关接通一段预定义的时间，在电源开关上发生故障过电压时消耗一部分能量。在其他实施例中，故障检测电路包括一个滞后过电压检测电路，使用设置的电压电平和重置电压电平，用于故障检测，设置电压电平高于重置电压电平。当电源开关上的电压超过设置电压电平时，故障检测指示信号生效，当电源开关上的电压低于重置电压电平时，故障检测指示信号失效。在一些实施例中，保护栅极驱动电路生效栅极驱动信号，根据生效的故障检测指示信号，在钳位的栅极电压下接通电源开关。保护栅极驱动电路使用钳位栅极驱动信号，直到故障检测指示信号失效或一段更短的预定义的固定时间为止。

[0064] 在本发明的实施例中，利用控制器驱动单开关准谐振逆变器中引入的电源开关，用于感应加热。由于IGBT的高功率性能和高开关频率操作，因此配置单开关准谐振逆变器通常使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)作为电源开关器件。本发明的保护电路配置一个有源栅极驱动保护体系，保护电源开关，可以用于保护准谐振逆变器电路中的IGBT，用于感应加热。

[0065] 本发明的保护电路实现了优于电源开关器件或IGBT的传统保护系统的优势。尤其是本发明所述的保护电路配置带有软栅极驱动控制的有效钳位，在发生过电压时保护电源开关器件。发生过电压时，接通电源开关器件，栅极电压钳位，保护电源开关器件的栅极端不受过电压影响。同时，一次或多次连续接通电源开关器件，以消耗过量的电压和电流。软栅极驱动控制包括软接通和软断开，抑制了接通和断开开关时，电源开关器件上电压瞬变产生的振荡。本发明所述的保护电路实现了电源开关器件或IGBT有效的过电压保护。

[0066] 另外，在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入了一个硬接通禁用电路，当电源开关持续在高电压值时，防止电源开关接通。硬接通禁用电路包括一个硬接通保护电路和一个保护逻辑电路。配置硬接通接触电路，检测电源开关上的电压，产生检测指示信号，根据检测指示信号的状态，表示电源开关上的高电压，配置保护逻辑电路，闭锁系统输入信号，或传输到电源开关的标准栅极驱动电路。尤其是，保护逻辑电路根据高电压检测，闭锁系统输入信号VIN，使得电源开关忽略系统输入信号VIN，VIN可能是有误的，防止电源开关接通，同时电源开关驱动到高电压电平。在这种情况下，硬接通禁用电路可操作，避免电源开关过度的硬接通开关，这会在异常系统情况下发生，例如AC电源膨胀和失效控制信号。在本发明的实施例中，利用控制器驱动单开关准谐振逆变器中的电源开关，用于感应加热。

[0067] 另外，在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入了一个两级保护电路，配置两个保护体系，用于电源开关。在一些实施例中，保护电路配置第一级保护，防止电源开关因系统输入信号误触发而硬开关或硬接通。保护电路还配置二级保护，在闪电等过电压或电源浪涌情况下保护电源开关。尤其是，二级保护配置了软启动和电源开关栅极电压的有效钳位，防止电源开关超过其动态击穿电压，保持电源开关在安全的工作区域。这样一来，保护电路增强了电源开关运行时的抗扰度、效率和可靠性。在本发明的实施例中，利用控制器驱动单开关准谐振逆变器中引入的电源开关，用于感应加热。

[0068] 图1表示在某些示例中，用于感应加热的单开关准谐振逆变器的电路图。参见图1，单开关准谐振逆变器10包括一个浪涌抑制器14、一个桥式整流器16、一个滤波电路、一个谐振回路以及一个电源开关器件M0(也称为电源开关)。准谐振逆变器10接收交流输入电压12，交流输入电压12耦合到浪涌抑制器14上。桥式整流器16也称为二极管电桥，它将交流输入电压12转换成直流电压，然后通过滤波电路滤波，滤波电路包括一个输入电容器Ci、一个滤波电感器Lf、一个滤波电容器Cf和一个电阻器Rs。滤波直流电压Vcf(节点18)用于谐振回路，谐振回路由一个电感线圈Lr和一个谐振电容器Cr组成。电感线圈Lr连接到电源开关M0，根据栅极驱动信号Vgctrl，接通和断开电源开关M0。当电源开关M0接通时，电流ic从电感线圈Lr流出，经过电源开关M0接地。当电源开关M0断开时，没有电流流经电源开关M0。相反，电流iLr在电感线圈Lr和谐振电容器Cr之间循环。在本实施例中，电源开关M0为绝缘栅双极晶体管(IGBT)。IGBT的集电极端连接到电感线圈Lr(节点20)，IGBT的发射极端接地。IGBT的栅极端由栅极驱动信号Vgctrl驱动。

[0069] 在工作中，当电源开关M0(IGBT)接通时，交流电流经电感线圈Lr，从而产生一个振荡磁场。振荡磁场使得处于电感线圈附近的金属蒸煮罐内产生感应电流。在电阻金属罐中流动的电流将产生热量，从而加热蒸煮罐中的食物。当电源开关M0断开时，电流iLr在电感线圈Lr和电容器Cr附近循环流动。根据栅极驱动信号Vgctrl，接通和断开电源开关M0，控制蒸煮罐中感应电流的量，从而控制产生的热量。

[0070] 在单开关准谐振逆变器运行时，接通和断开电源开关M0(IGBT)。当电源开关断开时，电源开关M0可以承受电源端(节点20)很高的电压瞬变。例如，当IGBT断开时，集电极电压VCE(节点20)可以增大地很快，例如对于220V的交流电压来说，高达800-1000V。在这种情况下，集电极-发射极电压的典型额定电压为1.7kV的IGBT，在接通和断开操作时，可以处理正常的电压瞬变。然而，IGBT可能会经历故障过电压情况，例如电源浪涌事件，也就是电压浪涌在电感线圈Lr处的感应电压超过了IGBT的额定电压。例如，发生闪电时，交流电源线中会感应到极其大的电源浪涌。打闪引起的电源浪涌可以驱使IGBT的集电极电压达到2kV以上，超过IGBT的额定电压，从而对IGBT造成损坏。因此，在发生过量的电源浪涌等过电压事件时，必须对单开关准谐振逆变器中的电源开关或IGBT提供保护。

[0071] 另外，尤其是当电源开关断开，发生电源浪涌时，必须保护电源开关不受电源浪涌的影响。当电源开关接通时，电源开关通过其电源端的传导，可以耗散浪涌电压接地。例如，当IGBT接通时，IGBT可以将电压浪涌从集电极传递到发射极，发射极接地，以耗散电压浪涌。然而，如果IGBT断开，那么晶体管无法耗散浪涌电压，集电极端会经历超过器件额定电压的过量浪涌电压，从而对晶体管造成永久损伤。

[0072] 图2表示在本发明的实施例中，一个含有保护电路的控制器电路的结构图，耦合保护电路驱动单开关准谐振逆变器中电源开关，用于感应加热。参见图2，图1所示的单开关准谐振逆变器10由控制电路30驱动，接通和断开电源开关M0，交替传导电流流经电感线圈Lr。在本实施例中，电源开关M0是一个IGBT，其栅极作为控制端，集电极和发射极作为电源端。
在以下说明中，控制电路将驱动IGBT，作为电源开关M0。本说明仅用于解释说明，不用于局限。要理解的是，除了IGBT之外，还可以利用其他电源开关器件配置电源开关M0。电源开关或电源开关器件包括一个控制端或一个栅极端，接收控制信号或栅极驱动信号，一对电源端传导电流。

[0073] 在本发明的实施例中，控制电路30包括一个标准栅极驱动电路34和一个保护电路，保护电路由保护栅极驱动电路40和故障检测电路50构成。在本实施例中，故障检测电路50配置成过电压保护电路，用于检测过电压或IGBT控制端(节点20)处过量的电压，或者IGBT处过量的集电极至发射极电压VCE。

[0074] 在控制电路30中，标准栅极驱动电路34接收输入信号VIN(节点32)，用于控制电源开关M0或IGBT的接通和断开循环，以便在准谐振逆变器处获得所需的输出功率。输入电压VIN可以是一个PWM循环或一个时钟信号，在接通时间和断开时间之间切换。标准栅极驱动电路34在节点52处产生一个输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。在本实施例中，标准栅极驱动电路配置成CMOS变压器，包括一个PMOS晶体管M1与一个NMOS晶体管M2并联在正向电压源Vdd(节点38)和地之间。阻抗Z1耦合到PMOS晶体管M1的漏极端(节点52)，阻抗Z2耦合到NMOS晶体管M2的漏极端(节点52)。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2之间的公共节点52是标准栅极驱动电路34的输出信号。

[0075] 栅极逻辑电路36接收输入信号VIN，为PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2产生栅极控制信号。栅极逻辑电路36为PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2产生栅极控制信号，使得PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2根据输入信号VIN交替接通和断开。也就是说，PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2没有同时接通。因此，当输入信号VIN在逻辑高电平和逻辑低电平之间切换时，标准栅极驱动电路34产生栅极驱动信号Vgctrl，使IGBT在正常运行中接通和断开。更确切地说，接通NMOS晶体管M2，驱动IGBT的栅极端接地，断开在正常运行中的IGBT。还可选择，接通PMOS晶体管M1，驱动IGBT的栅极端达到电源电压Vdd，接通正常运行中的IGBT。

[0076] 控制电路30包括一个保护电路，为电源开关M0或栅极驱动电平下的IGBT提供过电压保护。保护电路配置有源栅极钳位和安全处理准谐振逆变器的电源开关处的过电压情况。保护电路包括过电压检测电路50和保护栅极驱动电路40。过电压检测电路50检测电源开关正常运行时的过电压故障情况，启动补救措施，保护电源开关免受损伤。根据检测到的故障情况，激活保护栅极驱动电路40，产生钳位栅极电压，作为栅极驱动信号，偏置电源开关，以便在电源开关受损之前，耗散电压浪涌。

[0077] 过电压检测电路50接收输入节点54上的反馈电压VFB，表示IGBT的集电极至发射极电压VCE，或电源开关M0的电源端电压。在本实施例中，电阻器R6和R7构成的分压器耦合到IGBT的集电极端(节点20)，分解集电极至发射极电压，作为反馈电压VFB。反馈电压VFB(节点24)耦合到过电压检测电路50上，以检测过电压情况。在本发明的实施例中，过电压检测电路50只在IGBT断开时间内工作。也就是说，启动过电压检测电路50，只在栅极驱动信号Vgctrl驱动的IGBT完全断开时监控集电极至发射极电压。

[0078] 当IGBT完全接通时，IGBT将电流从集电极传导到发射极，集电极电压(节点20)保持在饱和电压VCE-SAT电压。因此，即使存在电源浪涌，IGBT处的集电极电压也很低，从而保护IGBT不会受损。然而，当IGBT完全断开时，IGBT集电极端的电源浪涌会导致集电极电压过高，从而对IGBT造成损坏。

[0079] 当IGBT断开时，过电压检测电路50将反馈电压VFB(节点24)和过电压阈值电压作比较，以确定IGBT的集电极端是否发生过电压情况。当反馈电压VFB超过过电压阈值电压时，过电压检测电路50产生故障检测信号。更确切地说，当反馈电压VFB超过过电压阈值电压时，过电压检测电路50生效故障检测指示信号，当反馈电压VFB低于过电压阈值电压时，过电压检测电路50失效故障检测指示信号。在一些实施例中，过电压检测电路配置成一个滞后的过电压检测电路，包括一个设置电压电平和一个重置电压电平，用于故障过电压检测，设置电压电平高于重置电压电平。当反馈电压超过设置电压电平时，故障检测指示信号生效，当反馈电压低于重置电压电平时，故障检测指示信号失效。

[0080] 故障检测指示信号或表示这样的信号，提供给标准栅极驱动电路34和保护栅极驱动电路40。在标准栅极驱动电路34处，故障检测指示信号或其等效信号耦合到栅极逻辑电路36，当检测到故障过电压情况时，运行失效或断开NMOS晶体管M2。当过电压检测电路50激活时，IGBT断开，意味着标准栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2激活或接通，驱动栅极驱动信号接地，从而断开IGBT。为了检测到故障过电压情况时启动补救措施，NMOS晶体管M2应断开或禁用，从而可以启动保护栅极驱动电路40，驱动IGBT的栅极。在这种情况下，保护栅极驱动电路40不必过度驱动NMOS晶体管M2。换言之，正常运行时，晶体管M1和M2交替接通和断开，驱动IGBT的栅极。然而，当检测到过电压情况时，晶体管M1和M2都在保护栅极驱动电路40采取补救措施之前或同时断开。

[0081] 故障检测指示信号或表示这样的信号，也提供给保护栅极驱动电路40，以采取补救措施，保护IGBT。在本实施例中，保护栅极驱动电路40包括一个PMOS晶体管M3与一个NMOS晶体管M4并联在正向电压源(节点38)和地之间。阻抗Z3位于PMOS晶体管M3的漏极端(节点52)，阻抗Z4位于NMOS晶体管M4的漏极端(节点52)。PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4之间的公共节点52是保护栅极驱动电路的输出信号。保护栅极驱动电路40在节点52上产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。

[0082] 过电压检测电路50产生故障检测指示信号或表示这样的信号，耦合信号，控制PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4，通过各自的时间控制器和栅极电压钳位电路。在PMOS晶体管M3处，故障检测指示信号或表示这样的信号耦合到时间控制器42和栅极控制电路44上。根据故障检测指示信号，时间控制器42控制PMOS晶体管M3的接通时间。尤其是时间控制器
42使得PMOS晶体管M3接通，直到故障检测指示信号失效为止，或一段更短的预定义的固定时间(也称为“一次发射时间”)。在NMOS晶体管M4处，故障检测指示信号耦合到时间控制器
46和栅极控制电路48上。根据故障检测指示信号，时间控制器46控制NMOS晶体管M4的接通时间。尤其是时间控制器46延缓了NMOS晶体管M4的断开生效时间，以提供IGBT的软断开，这将在下文中详细介绍。

[0083] 在工作时，根据生效的故障检测指示信号，断开标准栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2。同时，保护栅极驱动电路40接通PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4。随着PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4的接通，阻抗Z3和阻抗Z4在正向电压源和地之间构成一个分压器。Z3和Z4分压器产生输出信号，作为栅极驱动信号，在输出节点52上，成为正向电压源Vdd的分压电压。尤其是栅极驱动信号钳位在阻抗Z3和Z4函数的电压值，钳位电压为：

[0084]

[0085] 因此，保护栅极驱动电路40在钳位栅极电压值处产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，以驱动IGBT的栅极端。因此，在发生过电压时，接通IGBT，以耗散集电极端(节点20)处的多余电荷。通过驱动Z3和Z4分压器上的IGBT栅极，逐渐接通IGBT的栅极，实现钳位栅极电压的软接通。在这种情况下，保护栅极驱动电路40在保护模式下接通IGBT，以放电电压浪涌。

[0086] 过电压检测电路50继续监控反馈电压VFB。当集电极至发射极电压VCE(节点20)降至过电压阈值以下时，或滞后检测电路中的重置电压电平时，过电压检测电路50失效故障检测指示信号。然后，可以失效保护栅极驱动电路40，断开在保护模式下的IGBT。在运行过程中，时间控制器42将首先生效PMOS晶体管M3的栅极控制信号，以释放输出节点52处的钳位栅极电压。在本发明的实施例中，保护电路利用钳位栅极驱动信号，在发生过电压时接通IGBT，但是IGBT的接通时间限制在固定时间所决定的最大时间内。当电压浪涌没有被耗散，IGBT在钳位栅极电压下接通时，故障检测指示信号在一段不必要的长时间内保持生效。不必接通IGBT过长时间，因为这会影响到IGBT的可靠性。因此，保护栅极驱动电路40中的时间控制器42使用PMOS晶体管M3接通时间的最大的一次射击时间。当故障检测指示信号失效或当更短的固定时间段过期时，时间控制器42失效PMOS晶体管M3的栅极控制信号。

[0087] PMOS晶体管M3被禁用后，保护栅极驱动电路40的输出信号不再驱动钳位栅极电压。然而，IGBT的栅极端(节点22)必须对地放电，以便断开IGBT。因此，当故障检测指示信号失效时，时间控制器46延迟NMOS晶体管M4的栅极驱动信号的失效。因此，当发生过电压保护事件，PMOS晶体管M3断开时，NMOS晶体管M4保持接通一段指定的延迟时间，使IGBT的栅极端(节点22)放电，从而实现箝位栅极电压的软断开。延迟时间过后，断开NMOS晶体管M4，标准栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2再次接通，在IGBT回到正常工作状态之前保持IGBT的栅极端接地。

[0088] 如此，控制电路30中配置的保护电路实现了准谐振逆变器10中IGBT的栅极驱动电平过保护。尤其是，利用Z3和Z4的分压器，IGBT的栅极电压精确控制在阈值VGE_TH和米勒平坦电平。因此，接通IGBT，使感应线圈电流iLr流经IGBT，当故障过电压发生时，谐振电容器电压VCr钳位在所需电平。在这种情况下，保护电路使用有源栅极驱动安全地保护IGBT或准谐振逆变器中的电源开关不受电压浪涌或其他过电压情况影响。保护电路配置软接通和断开操作，切换IGBT不会发生大的瞬变。在一些实施例中，利用阻抗Z3和Z4，确保钳位栅极电压独立于温度变化，配置保护栅极驱动电路。

[0089] 图3表示在本发明的实施例中，配置图2所示控制电路的电路图。参见图3，用于驱动IGBT栅极端(节点22)的控制电路60，包括一个标准栅极驱动电路66和一个保护栅极驱动电路68。控制电路60还包括一个滞后过电压检测电路80，用于检测过电压情况或IGBT集电极端(节点20)处的过量电压，或IGBT处的过量集电极至发射极电压VCE。

[0090] 在控制电路60中，标准栅极驱动电路66接收一个输入信号VIN(节点62)，用于控制IGBT的接通和断开切换循环，以便在准谐振逆变器处获得所需的功率输出。将标准栅极驱动电路配置成CMOS逆变器，标准栅极驱动电路包括一个PMOS晶体管M1与一个NMOS晶体管M2串联在正向电压源Vdd(节点64)和地之间。阻抗Z1耦合到PMOS晶体管M1的漏极端(节点76)，阻抗Z2耦合到NMOS晶体管M2的漏极端(节点76)。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2之间的公共节点76是标准栅极驱动电路34的输出信号。输入信号VIN可以是PWM信号，或者在接通时间和断开时间之间切换的时钟信号。标准栅极驱动电路66在节点76上产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。在一些实施例中，阻抗Z5可以耦合到输出节点76，保持IGBT的栅极接地，使栅极不被任何其他电路驱动。阻抗Z5可选，在其他实施例中可以省略。

[0091] 输入电压VIN耦合到NOR栅极72，产生栅极控制信号VG2，用于控制NMOS晶体管M2。输入电压VIN还耦合到逆变器74上，产生栅极控制信号VG1，用于控制PMOS晶体管M1。PMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2主要用作CMOS逆变器，用于逆变输入电压VIN的逻辑态，驱动晶体管M1和M2的栅极端。因此，当输入电压VIN处于逻辑高时，PMOS晶体管M1接通，NMOS晶体管M2断开。同时，当输入电压VIN处于逻辑低时，PMOS晶体管M1断开，NMOS晶体管M2接通。NMOS晶体管M2还由栅极控制信号VG4控制，栅极控制信号VG4由时间控制器70产生。输入电压VIN和时间控制信号VG4耦合到NOR栅极72。因此，只有当输入电压VIN和栅极控制信号VG4处于逻辑低时，栅极控制信号VG2才会生效(逻辑高)。否则，栅极控制信号VG2将失效(逻辑低)。栅极控制信号VG4由故障检测指示信号，这将在下文中详细介绍。

[0092] 滞后过电压检测电路80接收输入节点80上的反馈电压VFB，反馈电压VFB表示IGBT的集电极至发射极电压。在本实施例中，电阻R6和R7组成的分压器耦合到IGBT的集电极端(节点20)，以便将集电极至发射极电压分成反馈电压VFB。通过输入阻抗Z6，反馈电压VFB(节点24)耦合到过电压检测电路80，作为过电压监测信号OV_IN，以监测过电压情况。输入阻抗Z6用作反馈电压的模拟滤波器，并为NMOS晶体管M5提供ESD保护。在本发明的实施例中，滞后过电压监测电路80只在IGBT断开时运行。因此，NMOS晶体管M5耦合到输入节点79，根据输入电压VIN，启用或禁用过电压监控信号OV_IN。更确切地说，输入电压VIN耦合到时间控制器88上。时间控制器88接收输入电压信号VIN，并产生输出信号OV_Enable，作为带有延长时间T1的输入电压。OV_Enable信号为栅极控制信号VG5，耦合驱动NMOS晶体管M5的栅极端。因此，当输入电压生效，接通IGBT时，NMOS晶体管M5接通。随着NMOS晶体管M5的接通，输入节点79就短接至地，从而禁用过电压监控信号OV_IN。时间控制器88延长输入电压信号的接通时间，以掩盖输入电压VIN的高到低跃迁被检测出来。也就是说，NMOS晶体管M5在输入电压VIN的下降边缘之后，仍然保持接通一段很短的时间。换言之，过电压监控信号OV_IN在输入电压VIN失效后启用一段很短的时间，从而掩盖跃迁时间被检测出来。在这种情况下，激活滞后过电压检测电路80，只有当栅极驱动信号Vgctrl驱动IGBT完全断开的时间内，才监控IGBT的集电极至发射极电压VCE。

[0093] 在一些实施例中，利用滞后环快速响应和使用带隙参考电压的高增益比较器，配置滞后过电压集成电路80。通过监控反馈电压，滞后过电压检测电路80可以提供精确地检测过电压情况。

[0094] 在滞后过电压检测电路80处，将过电压检测信号OV_IN与过电压阈值电压作比较，以确定IGBT的集电极端是否发生过电压情况。确切地说，滞后过电压检测电路包括一个设置电压电平和一个重置电压电平，用于故障过电压情况检测，设置电压电平高于重置电压电平。过电压检测信号OV_IN与设置电压电平和重置电压电平作比较，作为阈值电压值。滞后过电压检测电路80产生故障检测指示信号OV_OUT(节点82)。当过电压检测信号OV_IN超过设置电压电平时，故障检测指示信号OV_OUT生效，当过电压检测信号OV_IN降至重置电压电平以下时，故障检测指示信号失效。

[0095] 故障检测指示信号OV_OUT(节点82)耦合到电平移位器84上，以调节指示信号的电压电平。电平调节的故障检测指示信号VL(节点85)耦合到逆变器86上，以产生逆变指示信号VLB(节点87)。电平调节的故障检测指示信号VL和逆变指示信号VLB耦合驱动标准栅极驱动电路66和保护栅极驱动电路68。在本实施例中，故障检测指示信号OV_OUT为有源低信号。也就是说，故障检测指示信号OV_OUT通常处于逻辑高电平(失效)，并且当检测到故障过电压情况时，故障检测指示信号OV_OUT转移至逻辑低电平(生效)。

[0096] 保护栅极驱动电路68包括一个PMOS晶体管M3与一个NMOS晶体管M4，串联在正向电压源Vdd(节点64)和地之间。阻抗Z3位于PMOS晶体管M3的漏极端(节点76)，阻抗Z4位于NMOS晶体管M4的漏极端(节点76)。PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4之间的公共节点76是保护栅极驱动电路的输出信号。保护栅极驱动电路68在节点76处产生输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，耦合到IGBT的栅极端(节点22)。

[0097] 滞后过电压检测电路80发出的故障检测指示信号或表示这样的信号，耦合到标准栅极驱动电路66和保护栅极驱动电路68上，根据检测到的过电压情况，启动补救措施。首先，逆变故障检测指示信号VLB耦合到时间控制器70上。失效时，逆变故障检测指示信号VLB处于逻辑低电平，生效时，处于逻辑高电平。时间控制器70将逆变故障检测指示信号VLB传递到输出，但带有延长的接通时间T2。也就是说，根据逆变故障检测指示信号VLB生效时，时间控制器70生效栅极控制信号VG4，当逆变故障检测指示信号VLB失效之后的指定延迟时间内，时间控制器70失效栅极控制信号VG4。栅极控制信号VG4耦合到NOR门72，其输出驱动标准栅极驱动电路66中的NMOS晶体管M2，栅极控制信号VG4还耦合驱动保护栅极驱动电路68中的NMOS晶体管M4。

[0098] 如上所述，滞后过电压检测电路80只有在IGBT断开时才能允许。在那种情况下，输入电压VIN失效(逻辑低)，栅极控制信号VG2处于逻辑高电平，驱动NMOS晶体管M2完全接通。随着NMOS晶体管M2完全接通，PMOS晶体管M1完全断开，IGBT的栅极端(节点22)对地放电，在断开时保持接地。根据检测到过电压情况，逆变故障检测指示信号VLB生效(逻辑高)，栅极控制信号VG4也生效(逻辑高)。因此，耦合栅极控制信号VG2驱动NMOS晶体管M2跃迁至逻辑低电平，NMOS晶体管M2禁用或断开。因此，标准栅极驱动电路66被禁用，不再驱动IGBT。同时，栅极控制信号VG4生效，也耦合到NMOS晶体管M4的栅极端，以接通NMOS晶体管M4。

[0099] 其次，故障检测指示信号VL耦合到时间控制器71。当失效时，故障检测指示信号VL处于逻辑高电平，当生效时，处于逻辑低电平。通过一次射击时间控制，时间控制器71将故障检测指示信号VL传递给输出。也就是说，根据故障检测指示信号VL生效，时间控制器71生效(逻辑低)时间控制信号VG3，根据故障检测指示信号VL失效或固定时间段T3过期(哪个先发生就按哪个)，时间控制器71失效栅极控制信号VG3。因此，栅极控制信号VG3将生效的最大时间段是固定的时间段，也称为一次射击时间。栅极控制信号VG3将生效一次射击时间或更短的时间。耦合栅极控制信号VG3，驱动保护栅极驱动电路68中PMOS晶体管M3的栅极端。

[0100] 检测到过电压情况时，故障检测指示信号VL生效(逻辑低)，栅极控制信号VG3也生效(逻辑低)。栅极控制信号VG3耦合到PMOS晶体管M3的栅极端，在检测到过电压情况时，接通PMOS晶体管M3。PMOS晶体管M3一直接通，直到故障检测指示信号VL失效或一次射击时间T3过期为止。

[0101] 在运行过程中，故障检测指示信号OV_OUT生效后，标准栅极驱动电路66中的NMOS晶体管M2断开。同时，保护栅极驱动电路68接通PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4。PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4接通后，阻抗Z3和Z4在正向电压源和地之间构成一个分压器。Z3和Z4的分压器产生输出信号，作为输出节点76上的栅极驱动信号，成为正向电压源Vdd的分压电压。尤其是，栅极驱动信号钳位在一个电压值下，该电压值是阻抗Z3和Z4的函数，取值为(Z4/(Z3+Z4))*Vdd。因此，保护栅极驱动电路68在钳位栅极电压值下产生一个输出信号，作为栅极驱动信号Vgctrl，驱动IGBT的栅极端。因此，IGBT在过电压情况下接通，消耗集电极端(节点20)处的过量电荷。有必要注意的是，通过Z3和Z4的分压器驱动IGBT的栅极，逐渐接通IGBT的栅极，实现软接通控制。在这种情况下，保护栅极驱动电路68在保护模式下接通IGBT，使电压浪涌放电。

[0102] 在一些实施例中，Z3和Z4的比值为0.55。因此，IGBT上的钳位栅极电压约为电压源电压Vdd的一半。另外，保护电路可以非常快速地激活保护栅极驱动电路68，以钳位IGBT的栅极电压。在一个示例中，AC输入端的电源浪涌峰值可以取15μs左右，以便在准谐振逆变电路中到达IGBT的集电极端。然而，本发明所述的保护电路可以钳位IGBT的栅极电压在500ns左右——比集电极端处到达峰值浪涌早得多。在这种情况下，当峰值浪涌到达集电极端时，IGBT接通，IGBT可以安全地消耗电源浪涌，而不会损坏IGBT。

[0103] 滞后过电压检测电路80继续监控反馈电压VFB。当集电极至发射极电压VCE(节点20)降至预置电压电平以下时，过电压检测电路80失效故障检测指示信号OV_OUT。然后，保护栅极驱动电路68可以失效，在保护模式下，断开IGBT。在运行过程中，当故障检测指示信号VL失效(逻辑高)或当固定时间段过期时(哪个更快就按哪个)，时间控制器71使PMOS晶体管M3的栅极控制信号VG3失效。同时，时间控制器70使栅极控制信号VG4失效，逆变故障检测指示信号VLB失效(逻辑低)后延迟一段时间T2。PMOS晶体管M3断开之后，NMOS晶体管M4保持接通，以便使IGBT的栅极端(节点22)放电，以断开IGBT。延迟时间段T2之后，NMOS晶体管M4断开，标准栅极驱动电路34中的NMOS晶体管M2重新接通，在IGBT回到正常运行之前，保持IGBT的栅极端接地。

[0104] 在本发明的实施例中，本发明所述的保护电路为栅极驱动信号(节点22)产生钳位栅极电压，可以精确地控制，不会出现传统的稳压二极管钳位方式经常遇到的电压过冲问题。另外，钳位的栅极电压可以不受温度和制备过程变化的影响，而精确地控制。在一些实施例中，阻抗Z3和Z4利用多晶硅电阻器配置。

[0105] 图4表示在一些示例中，图3所示的控制器电路运行的时序图。参见图4，输入信号VIN(曲线102)是一个PWM信号，接通和断开IGBT，交替传导通过感应线圈的电流。时间控制器88产生栅极控制信号OV_Enable(104)，驱动NMOS晶体管M5启用或禁用过电压监控。尤其是，OV_Enable信号延长输入信号VIN失效以上的时间T1，以掩盖输入信号的高至低跃迁不受过电压监控的影响。在正常运行过程中，IGBT的栅极电压Vgctrl(曲线110)，在地和电压源电压Vdd之间切换，以接通和断开IGBT。同时，集电极电流iC(曲线108)在IGBT接通时间内线性增加，在IGBT断开时间内降至零。在正常运行过程中，晶体管M1和M2的栅极控制信号(曲线112和114)，在IGBT的接通时间内有一个逻辑低电平，在IGBT的断开时间内有一个逻辑高电平。
在正常运行过程中，晶体管M3的栅极控制信号(曲线116)处于逻辑高电平，而晶体管M4的栅极控制信号(曲线118)处于逻辑低电平，以禁用保护栅极驱动电路。

[0106] 在IGBT的接通时间内，集电极至发射极电压VCE(曲线106)驱动至集电极-发射极饱和电压VCE-SAT。然而，当IGBT断开时，集电极电压可以升高到很高的电压值，例如600V。IGBT通常具有额定电压1.7kV，可以在IGBT正常运行过程中承受标准集电极电压冲程。

[0107] 滞后过电压检测电路在IGBT断开时间内以及掩盖输入电压VIN的接通至断开跃迁的延迟时间T1之后，监控IGBT的集电极电压VCE。在t1时刻，特定的电源浪涌事件导致集电极电压VCE超过滞后过电压检测电路的设置电压电平。在一个示例中，设置电压电平对应1.4kV左右的集电极电压。滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号。在一个极短的时间内，例如t1时刻，启动补救措施。晶体管M2的栅极控制信号被禁用(逻辑低)，断开晶体管M2。晶体管M3的栅极控制信号被启用(逻辑低)，接通晶体管M3，同时晶体管M4的栅极控制信号被启用(逻辑高)，接通晶体管M4。由于接通了晶体管M3和M4，IGBT的栅极电压升高到Z3/Z4分压器所确定的钳位栅极电压值。钳位栅极电压接通IGBT，传导集电极电流iC，消耗电源浪涌。因此，集电极电压VCE下降。

[0108] 在t2时刻，集电极电压VCE下降到滞后过电压检测电路的重置电压电平以下。在一个示例中，重置电压电平对应1.2kV左右的集电极电压。滞后过电压检测电路失效故障检测指示信号，晶体管M3失效(逻辑高)。晶体管M4在T2的延长时间内保持接通，对IGBT的栅极电压放电。在t3时刻，T2时间段过期时，晶体管M4断开，晶体管M2接通，继续回到正常操作。

[0109] 然后，IGBT再次接通，回到正常操作。在下一个断开时间内，IGBT会经历额外的电源浪涌事件。在这种情况下，晶体管M3和M4再次接通，以消耗浪涌电压。在本例中，一个单独的断开时间内，IGBT集电极上的浪涌电压会导致集电极电压在设置电压电平和重置电压电平之间多次切换。每次集电极电压超过设置电压电平时，保护栅极驱动电路都被启用，每次集电极电压降至重置电压电平以下时，保护栅极驱动电路都被禁用。在这种情况下，一个单独的断开时间内，保护栅极驱动电路可以多次启用，以消耗电源浪涌。

[0110] 图5表示在一些示例中，发生电源浪涌时，IGBT的集电极电压和集电极电流。首先参见图2，保护电路的目的在于使感应线圈Lr中产生的能量在IGBT中消耗，钳位电容电压Cr，使集电极电压VCE不会超过IGBT额定电压。现在，参见图5，IGBT的集电极电压VCE(曲线120)及其相应的集电极电流iC(曲线122)带有滞后过电压检测电路中所用的设置和重置电压电平。注意图5所示的设置和重置电压电平是滞后过电压检测电路中所用的电压电平。滞后过电压检测电路接收下降的集电极电压，用于检测，因此检测电路中所用的设置和重置电压电平对应下降的电压电平。

[0111] 在t1时刻，电源浪涌发生在IGBT的集电极端，集电极电压增大到设置电压电平。保护栅极驱动电路被激活，在钳位电压电平下接通IGBT。随着钳位栅极电压用于IGBT，集电极电流iC开始逐渐增大。线圈电流iLr的电流流动改变了方向。线圈电流iLr不再在感应线圈Lr和电容器Cr之间循环，而是流向IGBT，由IGBT耗散到地上。因此，集电极电压VCE被钳位，不再增大。当在t2时刻，电流iC等于电流iLr时，通过电容器Cr的放电，电压VCE开始下降，并且电压下降斜率由集电极电流iC和电容器的电容值Cr所决定。一旦在t3时刻电压VCE到达重置电平，保护栅极驱动电路就被禁用，集电极电流iC被软栅极控制断开，实现软关断。电流下降时间间隔(t3-t4)使电压VCE在重置电平以下稍微下降一点。一旦保护间隔在t4时刻完成，IGBT就返回到继续运行。

[0112] 图6表示在本发明的实施例中，为准谐振逆变器电路中的电源开关器件提供过电压或短路保护方法的流程图。参见图6，过电压保护方法200监控反馈电压，反馈电压表示电源开关(202)断开时间内，电源开关上的电压。反馈电压与过电压设置电平OV_Set(204)作比较。根据反馈电压小于OV_Set电平，该方法继续监控表示电源开关上电压的反馈电压。另一方面，根据反馈电压大于OV_Set电平时，方法200禁用标准栅极驱动信号(206)。例如，方法200断开标准栅极驱动电路中的NMOS晶体管M2，标准栅极驱动电路驱动电源开关断开。然后，方法200启用保护栅极驱动信号(208)。例如，保护栅极驱动电路中的PMOS晶体管M3和NMOS晶体管M4都接通，形成带有阻抗Z3和Z4的分压器。方法200产生带有钳位栅极电压值(210)的钳位栅极驱动信号。利用钳位栅极驱动信号接通电源开关。随着钳位栅极驱动信号接通电源开关，方法200监控反馈电压，以确定反馈电压是否降至重置电压电平OV_Reset(212)以下。重置电压电平OV_Reset低于设置电压电平OV_Set。当反馈电压低于重置电压电平时，方法200启用钳位栅极驱动信号，并使电源开关栅极端(214)放电。方法200启用标准栅极驱动电路(216)，返回监控反馈电压，反馈电压表示在电源开关(202)断开时间内，电源开关上的电压。

[0113] 在一些实施例中，与监控反馈电压并联，确定反馈电压是否降至重置电压电平OV_Reset(212)以下，方法200还监控利用钳位栅极驱动信号，接通电源开关的时间。更确切地说，方法200监控电源开关的接通时间，以确定接通时间是否达到或超过最大时间(220)。在最大时间过期时，也称为一次射击时间，方法200继续断开钳位栅极驱动信号(214)，即使反馈电压已经降至重置电压电平OV_Reset以下。方法200继续启用标准栅极驱动电路(216)，在电源开关(202)断开时间内，返回监控表示电源开关上电压的反馈电压。

[0114] 硬接通禁用和双电平保护控制

[0115] 如上所述，在单独开关准谐振逆变器正常运行过程中，根据栅极驱动信号Vgctrl，电源开关M0(IGBT)交替接通和断开，以控制感应线圈Lr中流动的电流流量，负载罐中感应的电流，从而控制产生的热量。栅极驱动信号Vgctrl来自于系统输入信号VIN，控制电源开关M0的接通和断开开关循环。提供系统输入信号VIN，驱动电源开关以指定的开关频率(例如30kHz)接通和断开，以便在准谐振逆变器处获得所需的功率输出。输入信号VIN可以是一个PWM循环，或在接通和断开时间之间切换的时钟信号。

[0116] 在电源开关M0的断开时间内，没有电流流经电源开关M0。相反，电流iLr在感应线圈Lr和谐振电容器Cr之间循环。然而，这时电源开关M0上的电压可以达到很高的峰值电压值，例如1kV。当电源开关M0为IGBT时，IGBT维持集电极和发射极端很高的峰值电压。换言之，当IGBT断开时，IGBT的集电极至发射极电压VCE可以达到1kV。在IGBT断开时，噪声可以耦合回产生系统输入信号VIN的主机系统，使系统输入信号VIN错误触发。也就是说，系统输入信号VIN可以利用噪声驱动得很高或很低，以产生故障信号电平，导致栅极驱动信号Vgctrl驱动到阈值电压以上，IGBT在假设的断开时间内，被无意中接通。

[0117] 当电源开关在断开时间内，被错误接通时，由于电源开关上的电压处于高电压值，因此电源开关会经历硬切换或硬接通。电源开关的硬切换是我们不需要的，这会对电源开关的效率和可靠性造成负面影响。

[0118] 在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入了一个硬接通禁用(HTOD)电路，当电源开关维持高电压值时，防止电源开关接通。硬接通禁用电路包括一个硬接通检测电路和一个保护逻辑电路。硬接通检测电路用于监控电源开关上的电压，并产生表示电源开关上高电压的指示信号，根据检测指示信号的状态，配置保护逻辑电路用于闭锁或者将系统输入信号VIN传递给电源开关的标准栅极驱动电路。尤其是，保护逻辑电路根据高电压检测，闭锁系统输入信号VIN，使电源开关M0忽略可能是错误的系统输入信号VIN，防止电源开关被接通，同时将电源开关驱动到高电压电平。在这种情况下，硬接通禁用电路可以运行，防止电源开关可能在系统异常情况下发生硬切换，例如交流电源浪涌或控制信号出现故障，造成系统输入信号的误触发。

[0119] 在本发明的实施例中，利用控制器驱动单独开关准谐振逆变器中引入的电源开关，用于感应加热。控制器中引入硬接通禁用电路之后，当电源开关被驱动到高电压时，电源开关就能防止被接通，从而避免硬切换。然而，在某些情况下，感应加热系统的交流输入线上可能会发生过量的异常电压(例如闪电浪涌)。用于感应线圈Lr的滤波直流电压VCf可以增大几百伏，即使浪涌吸收电路已经超过了过量的输入电压。电源开关(IGBT)上的电压——集电极至发射极电压VCE——可以增加到1.5kV以上或更大，VCE电压可能超过传统IGBT器件的动态击穿电压。在那种情况下，不再防止电源开关在HTOD保护体系下接通，而是参照图2-6真实有效地利用过电压保护体系，软接通电源开关，消耗过量电压。

[0120] 因此，在一些实施例中，用于驱动电源开关的控制器配置了一个双电平保护体系，保护电源开关不受硬切换以及电源浪涌或过电压情况带来的损害。在本发明的实施例中，用于驱动电源开关的控制器引入了一个双电平保护电路，为电源开关配置两个保护体系。尤其是双电平保护电路采用第一个电平保护，提供硬接通禁用(HTOD)保护体系，防止电源开关因系统输入信号误触发造成硬切换或硬接通。双电平保护电路还采用第二个电平保护，提供过电压钳位保护(OVCP)体系，保护电源开关不受闪电等过电压情况或电源浪涌事件的影响。HTOD保护体系防止电源开关的故障接通，避免硬切换。防止电源开关的硬切换或硬接通，提高了抗扰度和工作效率。同时，参见图2-6，上述OVCP保护体系使得电源开关在断开时间内软接通，以消耗过电压。OVCP保护体系防止电源开关超过其动态击穿电压，保持电源开关在安全的工作区域。这样一来，双保护体系协同工作，提高了电源开关的抗扰度、效率及可靠性。

[0121] 更确切地说，通过检测电源开关断开时间内电源开关上的电压，双电平保护电路配置了两个保护体系。当电源开关是一个IGBT时，通过检测IGBT上的集电极电压或IGBT处的集电极至发射极电压VCE，实现双电平保护电路。当电源开关断开时，电源开关上的电压或表示它的电压会被监控。根据电源开关上的电压升高到第一电压电平以上时，硬接通禁用(HTOD)保护体系被激活，无论系统输入信号VIN的状态如何，都要防止电源开关在断开时间内接通。然而，当电源开关上的电压继续升高，达到第二电压电平时，过电压钳位保护(OVCP)体系被激活，超越HTOD保护体系，导致电源开关软接通，以消耗过电压，从而将电源开关上的电压保持在安全的工作范围内。尤其是当OVCP体系被激活时，保护电路在开关断开时通过栅极电压的有效钳位，接通电源开关。在这种情况下，电源浪涌可以从电源开关上耗散，而不会对电源开关造成无法挽回的损坏。

[0122] 在一个实施例中，当电源开关上的电压超过400V时，开关断开时间内，保护电路会激活HTOD保护体系。在400-1kV电压范围内，HTOD保护体系被激活，防止电源开关被错误接通。也就是说，即使系统的输入电压VIN生效，HTOD保护体系运行，防止电源开关上的电压过高时，电源开关被接通。

[0123] 然后，如果断开时间内电源开关上的电压超过1kV，那么保护电路会超越HTOD保护体系，激活OVCP保护体系，使电源开关被软接通，电源开关的栅极电压钳位在指定的栅极电压值，以消耗电源浪涌。如上所述，参见图2-6，OVCP保护体系使用栅极驱动电路(晶体管M3和M4)，软接通电源开关，而不是标准栅极驱动电路。

[0124] 图7表示在本发明的实施例中，配置了双电平保护体系的控制器电路的结构图，双电平保护体系包括耦合了两个保护体系，驱动单开关准谐振逆变器中的电源开关，用于感应加热。图7所示的控制器电路的配置方法与图2所示的控制器电路30的配置方法相同，增加了硬接通禁用电路。图2和7中的相似元件给出了类似的参考数量，在此不再赘述。参见图7，图1所示的单开关准谐振逆变器10由控制器电路31驱动，以便接通和断开电源开关M0，交替传导通过感应线圈Lr上的电流。在本实施例中，电源开关M0是一个IGBT，其栅极作为控制端，集电极端和发射极端作为电源端。在以下说明中，控制器电路将作为电源开关M0，驱动IGBT。本说明仅用于解释说明，不用于局限。应理解，除了IGBT之外，电源开关M0还可以使用其他电源开关器件配置。电源开关或电源开关器件包括一个控制端或一个栅极端(接收控制信号或栅极驱动信号)，以及一对电源端传导电流。

[0125] 在本发明的实施例中，控制器电路31包括一个标准栅极驱动电路34和一个OVCP电路，其中OVCP电路由一个保护栅极驱动电路40和一个故障检测电路50构成。在本实施例中，故障检测电路50配置成一个过电压检测电路，用于检测IGBT集电极端(节点20)处的过电压情况或过量的电压事件，或者IGBT处过量的集电极至发射极电压VCE。保护栅极驱动电路40和故障检测电路50协同工作，以上述方式配置OVCP保护体系，参见图2及以下附图。

[0126] 控制器电路31还包括一个硬接通禁用(HTOD)电路55，用于接收系统输入电压VIN(节点32)和输入节点54上的反馈电压VFB，输入节点54上的反馈电压VFB表示IGBT的集电极至发射极电压VCE，或者电源开关M0电源端上的电压。反馈电压VFB(节点24)耦合到HTOD电路55上，检测电源开关M0上的高电压情况。在一些实施例中，HTOD电路55可以运行，检测IGBT断开时间内电源开关上的电压。HTOD电路55产生一个控制信号Vc，作为一个输出信号，耦合上去，驱动标准栅极驱动电路34中的栅极逻辑36。控制信号Vc可以运行，将系统输入信号VIN传递到标准栅极驱动电路34，或者闭锁系统输入信号VIN，不让它传递到标准栅极驱动电路。
也就是说，当HTOD电路55没有激活时，系统输入信号VIN传递到栅极逻辑36，启用标准栅极驱动电路34，根据系统输入信号VIN，接通和断开电源开关。另一方面，根据检测到的电源开关上的高电压，当HTOD电路55被激活时，HTOD电路会闭锁系统输入电压VIN，不让它传递到栅极逻辑36。无论系统输入信号VIN的状态是什么，标准栅极驱动电路34都将不会驱动电源开关接通或断开。

[0127] 图8表示在本发明的实施例中，配置图7所示控制器电路的电路图。图8所示的控制器电路的配置方式与图3所示的控制器电路60的配置方式相同，都增加了硬接通禁用电路。图3和8中的相似元件给出了类似的参考数量，在此不再赘述。参见图8，用于驱动IGBT栅极端(节点22)的控制器电路61包括一个标准栅极驱动电路66和一个保护栅极驱动电路68。控制器电路61还包括一个滞后过电压检测电路80，用于检测过电压情况或IGBT集电极端(节点20)处的过电压情况，或者IGBT处过量的集电极至发射极电压VCE。保护栅极驱动电路68和滞后过电压检测电路80配置了OVCP保护体系，根据故障检测指示信号OV_OUT(节点82)，激活保护栅极驱动电路68，指示电源开关M0处检测到的过电压情况。保护栅极驱动电路68软接通IGBT(电源开关M0)，将IGBT的栅极电压钳位在指定的栅极电压值。保护栅极驱动电路
68和滞后过电压检测电路80的结构和运行已作了详细介绍，在此不再重复。

[0128] 控制器电路61还包括一个硬接通禁用(HTOD)电路90，保护IGBT不受硬切换影响，也就是说，当IGBT上的电压处于高电压电平时，防止IGBT被系统输入电压VIN中的噪声错误接通。在图3所示的控制器电路60中，没有HTOD电路，标准栅极驱动电路66直接通过逻辑栅极72、74接收系统输入信号VIN(节点62)。然而，与之相反，在图8所示的控制器电路61中，系统输入信号VIN路由至HTOD电路90。HTOD电路90产生一个控制信号Vc(节点96)，作为输出信号，用于驱动通过逻辑栅极72、74的标准栅极驱动电路66。在这种情况下，HTOD电路90门限系统输入信号VIN，确定系统输入信号应该或不应该被传递到标准的栅极驱动电路66。

[0129] 硬接通禁用电路90包括一个硬接通检测电路92和一个保护逻辑电路，其中保护逻辑电路由一个D-触发器94和一个逻辑与门95构成。耦合硬接通检测电路92，以接收表示反馈电压VFB的过电压监控信号OV_IN(节点79)。因此，硬接通检测电路92监控IGBT上的电压VCE，确定IGBT的集电极端(节点20)何时到达高电压电平，或者IGBT何时达到高集电极至发射极电压VCE。在一下实施例中，硬接通检测电路92只能在IGBT断开时间内运行。如上所述，NMOS晶体管耦合到节点79，根据系统输入信号VIN，启用或禁用过电压监控信号OV_IN。当系统输入信号处于逻辑高(开关接通时间内)时，OV_Enable信号VG5被驱动到高，接通NMOS晶体管M5至接地节点79。另一方面，当系统输入信号处于逻辑低(开关断开时间内)时，OV_Enable信号VG5被驱动到低，以断开NMOS晶体管M5，使得过电压监控信号OV_IN(节点79)遵循反馈电压VFB。

[0130] 硬接通检测电路92产生一个高电压指示信号HT，作为输出信号。当过电压监控信号OV_IN超过第一个阈值电压电平时，高电压指示信号HT生效。在一些实施例中，硬接通检测电路92是一个含有HTOD设置电压电平和HTOD重置电压电平的滞后检测电路。当过电压检测信号OV_IN超过HTOD设置电压电平时，高电压指示信号HT生效，当过电压监控信号OV_IN降至HTOD重置电压电平以下时，高电压指示信号HT失效。另外，在一些实施例中，失效时高电压指示信号HT处于逻辑低电平，生效时高电压指示信号HT处于逻辑高电平。

[0131] 高电压指示信号HT耦合到保护逻辑电路上。尤其是，高电压指示信号HT耦合到D-触发器94的重置端RB。在本实施例中，D-触发器94的重置端是一个有源低端。也就是说，当重置端RB驱动到逻辑低电平时，D-触发器94置于重置状态。因此，高电压指示信号HT耦合到逆变的逆变器93，逆变信号HT提供给重置端RB。在其他实施例中，D-触发器94的重置端是一个有源高端。在其他情况下，省去逆变器93，高电压指示信号HT可以直接耦合到D-触发器94的重置端。

[0132] D-触发器接收正向电压源电压Vdd作为数据输入D，并接收系统输入信号VIN作为时钟输入。因此，数据输入D时钟处于逻辑高，根据时钟输入VIN，数据输入D被传递到D-触发器的数据输出。D-触发器的数据输出Q和系统输入信号VIN都作为输入信号，耦合到逻辑与门95。与门95的输出信号是控制信号Vc(节点96)。控制信号Vc耦合到逆变器74和非门72，用于驱动标准的栅极驱动电路66。

[0133] D-触发器94和逻辑与门95配置好后，除非D-触发器94处于重置模式，否则控制信号Vc都会遵循系统输入信号VIN。这是因为D-触发器94的数据输出Q产生与系统输入信号VIN相同的逻辑输出值。然而，当D-触发器94处于重置模式时，数据输出Q处于逻辑低，与门95被禁用，系统输入信号VIN被闭锁，不能传递到与门95的输出端。控制信号Vc保持在逻辑低电平，无论系统输入信号VIN的状态如何，标准的栅极驱动电路66都将不会被激活。

[0134] HTOD电路90的运行方式如下。硬接通检测电路92监控反馈电压VFB，反馈电压VFB表示IGBT的集电极至发射极电压。尤其是，硬接通检测电路92监控过电压监控信号OV_IN(节点79)。硬接通检测电路92比较过电压监控信号OV_IN和第一阈值电压电平。在一个示例中，第一个阈值电压电平对应400V左右的IGBT集电极至发射极电压。在硬接通检测电路为滞后检测电路的情况下，硬接通检测电路92将过电压监控信号OV_IN和HTOD设置电压电平、HTOD重置电压电平作比较，HTOD设置电压电平高于HTOD重置电压电平。在一个示例中，HTOD设置电压电平对应400V左右的IGBT集电极至发射极电压，HTOD重置电压电平对应350V左右的IGBT集电极至发射极电压。当过电压监控信号OV_IN低于HTOD设置电压电平时，HT信号处于逻辑低，D-触发器94的重置端RB不被生效。因此，系统输入信号VIN作为控制信号Vc，通过D-触发器94和与门95传递。在这种情况下，标准的栅极驱动电路66对应系统输入信号VIN，产生栅极驱动信号Vgctrl，以便打开和关闭IGBT。

[0135] 当过电压监控信号OV_IN升高到HTOD设置电压电平以上时，HT信号生效至逻辑高电平，D-触发器94的重置端RB生效，D-触发器94被置于重置模式。D-触发器94的输出信号Q保持在重置电平——逻辑低。无论系统输入信号VIN如何，与门95都处于闭锁状态，控制信号Vc保持为低。在这种情况下，标准的栅极驱动电路66保持IGBT断开(PMOS晶体管M1断开，NMOS晶体管M2接通)。因此，当IGBT上的电压超过HTOD设置电压电平时，HTOD电路90运行，闭锁系统输入信号VIN到达标准的栅极驱动电路，防止IGBT硬接通。因此，即使噪声耦合导致系统的输入信号VIN误触发，错误的系统输入信号脉冲将被闭锁，从而不会到达电源开关，造成电源开关的偶然接通。

[0136] 在一些实施例中，HTOD电路90还包括一个时钟电路，用于监控生效的高电压指示信号HT的持续时间。当高电压指示信号HT生效时间超过预设的固定时间段时，会产生报警信号或旗帜，并传输到主机系统，控制器电路61可以启动补救措施，例如完全关断电源开关(IGBT)等。在一些实施例中，预设的固定时间段为最小35μs，通常为70μs。

[0137] 硬断开检测电路92继续监控过电压监控信号OV_IN。高电压指示信号HT仍然生效，直到过电压监控信号OV_IN降至HTOD重置电压电平以下。当过电压监控信号OV_IN低于HTOD重置电压电平以下时，高电压指示信号HT失效到逻辑低电平，D-触发器94的重置端RB失效，D-触发器94不再处于重置模式。D-触发器94运行，将系统输入信号VIN传递到数据输出端Q，与门95在它的两个输入端接收相同的信号，与门95产生监控系统输入信号VIN的控制信号Vc。耦合控制信号Vc，驱动标准的栅极驱动电路66。因此，标准的栅极驱动电路66对应系统输入信号VIN，产生栅极驱动信号Vgctrl，在正常运行过程中，接通和断开IGBT。

[0138] 这样一来，控制器电路61为电源开关M0配置双电平保护体系。硬接通禁用电路90如上所述运行，当集电极至发射极电压VCE超过第一个阈值电压电平或HTOD设置电压电平(例如对应400V的IGBT集电极电压)时，防止IGBT被接通。然而，当集电极至发射极电压VCE继续增大，过电压监控信号OV_IN传递过电压设置电压电平(例如对应1000V的IGBT集电极电压)，硬接通禁用电路90将被超越，OVCP保护体系被激活，消耗电压浪涌。如上所述，标准栅极驱动电路66的NMOS晶体管M2将由非门72解除，使得IGBT的栅极端不会被标准栅极驱动电路66驱动。然后，激活保护栅极驱动电路68。保护栅极驱动电路68中的晶体管M3和M4同时接通，与阻抗Z3和Z4相结合，产生栅极驱动信号Vgctrl的软升高，超过IGBT的阈值电压。同时，保护栅极驱动电路68将栅极驱动信号Vgctrl钳位在最大的电压值上，最大电压值由上述方程式(1)给出。在这种情况下，接通IGBT，安全地钳位栅极电压，在集电极端将过量的电压耗散至地。

[0139] 当过电压监控信号OV_IN降至过电压重置电压电平时，如滞后过电压检测电路80检测到地那样，OVCP保护体系首先解除保护栅极驱动电路68中的PMOS晶体管M3，同时时间控制器70保持NMOS晶体管M4接通一段时间T2，实现软断开。在时间T2过期后，标准栅极驱动电路66中的NMOS晶体管M2返回接通，为栅极驱动电压节点76提供很强的拉低，同时NMOS晶体管M4断开。

[0140] 图9表示在一些实施例中，图8所示控制器电路运行的时序图。参见图9，输入信号VIN(曲线152)是一个PWM信号，接通和断开IGBT，交替传导通过感应线圈的电流。高电压指示信号HT(曲线154)由HTOD保护电路90产生，以闭锁系统输入信号VIN传递，当IGBT处的集电极电压过高时，驱动IGBT。在正常运行过程中，IGBT的栅极电压Vgctrl(曲线160)在地电压和电压源电压Vdd之间切换，接通和断开IGBT。同时，集电极电流ic(曲线158)在IGBT接通时间内线性增加，然后在IGBT断开时间内降低到零。在正常运行过程中，晶体管M1和M2(曲线162和164)的栅极控制信号在IGBT的接通时间内具有一个逻辑低电平，在IGBT的断开时间内具有一个逻辑高电平。在正常运行过程中，晶体管M3(曲线166)的栅极控制信号处于逻辑高电平，而晶体管M4(曲线168)的栅极控制信号处于逻辑低电平，以禁用保护栅极驱动电路。

[0141] 在IGBT接通时间内，集电极至发射极电压VCE(曲线156)被驱动到集电极-发射极电压VCE-SAT。然后，当IGBT断开时，集电极电压可以增大到很大的电压值，例如600V。IGBT通常具有1.7kV的额定电压，在IGBT正常运行过程中，可以承受标准的集电极电压冲程。

[0142] 在IGBT断开时间内，硬接通检测电路和滞后过电压检测电路都监控IGBT的集电极电压VCE。在t1时刻，IGBT的集电极电压VCE超过HTOD的设置电压电平。在一个示例中，HTOD设置电压电平对应400V左右的集电极电压。因此，高电压指示信号HT生效，HTOD保护电路闭锁系统输入信号VIN，不让它传递到标准的栅极驱动电路。

[0143] 然而，在t2时刻，特定的电源浪涌事件导致集电极电压VCE超过滞后过电压检测电路的设置电压电平。在一个示例中，设置电压电平对应1.4kV左右的集电极电压。滞后过电压检测电路生效故障检测指示信号。在一个极短的时间内，启动补救措施。晶体管M2的栅极控制信号被禁用(逻辑低)，断开晶体管M2。晶体管M3的栅极控制信号被启用(逻辑低)，接通晶体管M3，同时晶体管M4的栅极控制信号被启用(逻辑高)，接通晶体管M4。由于晶体管M3和M4接通，IGBT的栅极电压升高到Z3/Z4分压器所决定的钳位栅极电压值。IGBT被钳位栅极电压接通，传导集电极电流ic，以耗散电源浪涌。因此，集电极电压VCE降低。

[0144] 在t3时刻，集电极电压VCE降至滞后过电压检测电路的重置电压电平以下。在一个示例中，重置电压电平对应1.2kV左右的集电极电压。滞后过电压检测电路失效故障检测指示信号，并且晶体管M3失效(逻辑高)。晶体管M4保持接通一段延长的时间T2，使IGBT的栅极电压放电。在t4时刻，时间T2过期后，晶体管M4断开，晶体管M2接通，恢复正常运行。

[0145] 在t5时刻，集电极电压VCE降至HTOD重置电压电平以下，HTOD保护电路失效高电压指示信号HT，恢复正常运行。

[0146] 在t6时刻，IGBT的集电极电压VCE超过HTOD设置电压电平。因此，高电压指示信号HT生效，HTOD保护电路闭锁系统输入信号VIN传递到标准栅极驱动电路。在此时，噪声或其他的系统问题会导致错误的系统输入信号脉冲产生。那些信号脉冲不是我们预期的系统输入信号噪声，如果电源开关上是高集电极电压时IGBT接通，那么IGBT将遭受硬切换。然而，本发明所述的HTOD保护电路被激活，闭锁错误的系统输入脉冲。

[0147] 在t7时刻，集电极电压VCE降至HTOD重置电压电平以下，HTOD保护电路失效高电压指示信号HT，恢复正常运行。

[0148] 图10表示在一些示例中，发生电源浪涌事件时，IGBT的集电极电压和集电极电流。首先参见图7，HTOD保护电路的目的在于当电源开关断开时闭锁不必要的系统输入信号，防止电源开关(IGBT)硬切换。与此同时，提供OVCP保护电路，使得谐振感应电流Lr中感应的能量在IGBT中消耗，电容器电压Cr钳位，以便集电极电压VCE不会增大到IGBT受损电平以上。现在参见图10，系统输入信号VIN(曲线170)显示一段时间之后。表示IGBT(曲线172)的集电极电压VCE及其相应的集电极电流iC(曲线174)，在滞后过电压检测电路和HTOD保护电路中使用相应的设置和重置电压电平。注意，图10所示的设置和重置电压电平是滞后过电压检测电路和HTOD保护电路中所用的对应电压电平。滞后过电压检测电路和HTOD保护电路接收降压集电极电压，用于检测，因此，检测电路中所用的设置和重置电压电平对应降压电压电平。

[0149] 在t1时刻，集电极电压VCE高于HTOD设置电压电平，HTOD保护电路被激活，闭锁系统输入信号VIN。因此，虽然系统输入信号VIN在切换，但IGBT仍然断开。

[0150] 然而，在t2时刻，电源浪涌发生在IGBT的集电极端，集电极电压增大到OV设置电压电平。激活保护栅极驱动电路，在钳位电压电平下接通IGBT。集电极电流iC开始逐渐增大，钳位栅极电压加载到IGBT。线圈电流iLr的电流流动方向发生改变。线圈电流iLr不再在感应线圈Lr和电容器Cr之间循环，而是流向IGBT，被IGBT耗散至地。因此，集电极电压VCE被钳位，不再进一步增大。当t3时刻，电流iC等于电流iLr时，通过电容器Cr的放电，电压VCE开始下降，电压下降斜率由集电极电流iC和电容器Cr的电容值决定。一旦t4时刻电压VCE达到OV重置电压电平之后，保护栅极驱动电路被禁用，集电极电流iC被软栅极控制断开，以获得安全的关断。电流下降时间间隔(t4-t5)使得电压VCE比OV重置电压电平稍稍降低一点。

[0151] 当t5时刻OVCP保护间隔完成时，HTOD保护间隔继续进行，直到t6时刻集电极电压VCE降至HTOD重置电压电平以下时为止。在t6时刻，HTOD保护电路被接触，系统输入信号VIN将被运行通过。因此，IGBT恢复正常运行。

[0152] 图11表示在本发明的实施例中，准谐振逆变器电路中为电源开关器件提供硬接通禁用保护的方法流程图。参见图11，硬接通保护方法250监控反馈电压，反馈电压表示电源开关(252)断开时间内电源开关上的电压。将反馈电压与HTOD设置电压电平(254)作比较。根据反馈电压低于HTOD设置电压电平时，方法250继续监控表示电源开关上电压的反馈电压。另一方面，根据反馈电压高于HTOD设置电压电平时，方法250闭锁系统输入信号传递到标准栅极驱动电路(256)。例如，驱动标准栅极驱动电路的控制信号Vc可以保持在逻辑低电平，使得标准栅极驱动电路被禁用。

[0153] 方法250继续监控反馈电压，以确定反馈电压是否降至HTOD重置电压电平(258)以下。HTOD重置电压电平低于HTOD设置电压电平。当反馈电压低于HTOD重置电压电平时，方法250允许系统输入信号传递到标准栅极驱动电路，用于电源开关(260)的正常运行。方法250在电源开关(252)断开时间内，恢复监控表示电源开关上电压的反馈电压。

[0154] 图12表示在本发明的实施例中，为准谐振逆变器电路中的电源开关器件提供双电平保护方法的流程图。参见图12，在电源开关(302)断开时间内，双电平保护方法300监控表示电源开关上电压的反馈电压。反馈电压与HTOD设置电压电平和过电压设置电压电平OV_Set(304)作比较，HTOD设置电压电平低于过电压设置电压电平。根据反馈电压低于HTOD设置电压电平时，方法300继续监控表示电源开关上电压的反馈电压。另一方面，根据反馈电压高于HTOD设置电压电平时，方法300闭锁系统输入信号，传递到标准栅极驱动电路(306)。例如，驱动标准栅极驱动电路的控制信号Vc可以保持在逻辑低电平，以便禁用标准的栅极驱动电路。

[0155] 方法300继续监控反馈电压。根据反馈电压大于过电压设置电压电平时，方法300激活过电压钳位保护(OVCP)，软接通电源开关，钳位电源开关(308)的栅极电压。在这种情况下，电源开关处过量的电压被耗散。

[0156] 方法300继续监控反馈电压(310)。根据反馈电压降至过电压重置电压电平OV_Reset以下时，过电压钳位保护被解除(312)。另外，根据反馈电压降至HTOD重置电压电平以下时，方法300允许系统输入信号被传递到标准的栅极驱动电路，用于电源开关(314)的正常运行。HTOD重置电压电平低于过电压重置电压电平。在电源开关(302)的断开时间内，方法300恢复监控表示电源开关上电压的反馈电压。

[0157] 虽然为了表述清楚，以上内容对实施例进行了详细介绍，但是本发明并不局限于上述细节。实施本发明还有许多可选方案。文中的实施例仅用于解释说明，不用于局限。