本发明公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，该方法将有功功率以及无功功率的误差作为模糊控制器的输入，通过模糊控制规则得到相应的输出，从而构造新的目标函数；并且根据系统的离散化预测模型，分析非零电压矢量以及零电压矢量对于有功以及无功功率变化率的影响，在不同的电压矢量组合下预测有功与无功功率的大小，根据目标函数最小的原则来选择合适的电压矢量组合；通过脉冲宽度调制技术，驱动六个开关管动作，从而控制有功与无功功率跟随其给定值。该方法节约了成本并提高了系统的可靠性；对有功及无功功率进行补偿，减少电流谐波畸变率；采用预测功率控制，能够实现有功以及无功功率无静差。
1.一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：包括以下步骤：S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，PI调节器的输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值S5：根据k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值 得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出变量λ有关的目标函数cf；
S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率 以及k+1时刻的无功功率并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
2.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S3具体包括以下步骤：S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的两个IGBT开关管状态；
S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：S3.4：利用公式 得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其
S3.5：利用公式 得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压
S3.6：利用公式 得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和
3.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值 的表达式为：式(4a)和(4b)中， 为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量 的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间， 是非零电压矢量 对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量 对应的无功功率变化率，是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk为k时刻瞬时有功功率，qk为k时刻瞬时无功功率。
4.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
5.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S6中，得到的与输出变量λ有关的目标函数cf如(6)所示：式(6)中， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
6.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率 以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率 如(7a)和(7b)所示：式(7a)和(7b)中， 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量； 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
7.根据权利要求1所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，其特征在于：所述步骤S8中具体包括以下步骤：S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：式(8)中， 是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：t0＝Ts-ta (9)
S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk+1，如式(10a)和(10b)所示再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数cf1的值；
cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电气传动技术，特别是涉及一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法。
背景技术
[0002] 目前，随着电力电子技术的发展以及半导体开关器件性能的不断提高，三相PWM整流器已从不控整流发展到可控整流。PWM整流器采用全控型器件代替二极管或晶闸管，功率因数可调，且能量可双向流动，实现了真正的“绿色电能变换”。
[0003] 对于三相PWM整流器的控制，国内外学者提出了许多高效的控制方法。其中，直接功率控制策略因其结构、算法简单、动态响应快，受到了国内外学者的极大关注。直接功率控制采用电压外环与功率内环的双闭环控制结构，通过有功和无功功率滞环比较器的输出以及电网电压矢量的位置来选择合适的开关状态，进而控制PWM整流器动作，从而使得有功功率以及无功功率跟其随给定值。
[0004] 模型预测功率控制作为一种简单控制思想的控制方式，受到国内外众多学者的关注以及研究。比较典型的模型预测控制是根据系统的离散化模型，对系统下一周期的有功以及无功功率进行预测，并设定一个目标函数，选择使得目标函数值最小所对应的电压矢量，从而实现最优控制。但是由于当有功以及无功功率变化较大时，在单一目标函数的情况下，有功以及无功功率相互耦合，相互影响，不能够实现解耦控制。
发明内容
[0005] 发明目的：本发明的目的是提供一种能够解决现有技术中存在的缺陷的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法。
[0006] 技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：
[0007] 本发明所述的基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，包括以下步骤：
[0008] S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
[0009] S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
[0010] S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
[0011] S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值以及k时刻的无功功率补偿值
[0012] S5：根据k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值 得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
[0013] S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出值有关的目标函数cf；
[0014] S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率 以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
[0015] S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率 以及k+1时刻的无功功率并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
[0016] S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
[0017] 进一步，所述步骤S3具体包括以下步骤：
[0018] S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：
[0019]
[0020] S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：
[0021]
[0022] 式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态；
[0023] S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：
[0024]
[0025] S3.4：利用公式 得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；
[0026] S3.5：利用公式 得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；
[0027] S3.6：利用公式 得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ。
[0028] 进一步，所述步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值的表达式为：
[0029]
[0030]
[0031] 式(4a)和(4b)中， 为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间， 是非零电压矢量 对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量 对应的无功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk为k时刻瞬时有功功率，qk为k时刻瞬时无功功率。
[0032] 进一步，所述步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
[0033]
[0034] 进一步，所述步骤S6中，得到的与输出值有关的目标函数cf如(6)所示：
[0035]
[0036] 式(6)中， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
[0037] 进一步，所述步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率 如(7a)和(7b)所示：
[0038]
[0039]
[0040] 式(7a)和(7b)中， 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量； 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
[0041] 进一步，所述步骤S8中具体包括以下步骤：
[0042] S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
[0043] S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：
[0044]
[0045] 式(8)中， 是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
[0046] 如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
[0047] 根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：
[0048] t0＝Ts-ta (9)
[0049] S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk+1，如式(10a)和(10b)所示
[0050]
[0051]
[0052] 再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数的值cf1；
[0053] cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)
[0054] S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
[0055] 有益效果：本发明公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，与现有技术相比，具有如下的有益效果：
[0056] 1)采用模糊控制器来重新构造目标函数，实现有功以及无功功率的解耦控制；
[0057] 2)无需交流侧电网电压传感器，节约了成本并提高了系统的可靠性；
[0058] 3)对有功及无功功率进行补偿，减少电流谐波畸变率；
[0059] 4)采用预测功率控制，实现有功以及无功功率无静差。
附图说明
[0060] 图1为本发明具体实施方式中三相电压型PWM整流器主电路的结构图；
[0061] 图2为本发明具体实施方式中控制系统的结构图。
具体实施方式
[0062] 下面结合具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。
[0063] 本具体实施方式公开了一种基于模糊控制的模型预测直接功率控制方法，包括以下步骤：
[0064] S1：采集三相电压型PWM整流器的对称三相电流ia、ib、ic，直流母线电压Udc和负载电流iL；
[0065] S2：直流母线电压Udc与给定直流母线电压Uref的差值经PI调节器输出，输出值与直流母线电压Udc的乘积为给定有功功率pref；给定无功功率qref＝0；
[0066] S3：根据对称三相电流ia、ib、ic和三相电压型PWM整流器的六个开关管状态得到虚拟磁链ψ、有功功率p、无功功率q以及电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ；
[0067] S4：对k时刻的有功功率p以及无功功率q进行补偿，得到k时刻的有功功率补偿值以及k时刻的无功功率补偿值
[0068] S5：根据k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值 得到k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|；
[0069] S6：将k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|作为模糊控制器的输入量，根据相应的模糊控制规则，输出变量λ，从而得到与输出值有关的目标函数cf；
[0070] S7：根据系统的离散化模型，得到各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率 以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率
[0071] S8：分别计算六个电压矢量组合(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)中各个电压矢量的作用时间，预测六个电压矢量组合所对应的k+1时刻的有功功率 以及k+1时刻的无功功率并得到其相对应的目标函数cfn；其中，V0为零电压矢量，Va为第a个非零电压矢量，1≤a≤6；
[0072] S9：根据目标函数最小的原则，找出最小目标函数值所对应的电压矢量组合，并由已知的作用时间，结合脉宽调制技术得到三相电压型PWM整流器的六个开关管的控制信息，驱动开关管动作，使得有功功率p和无功功率q跟随其给定值。
[0073] 步骤S3具体包括以下步骤：
[0074] S3.1：三相电压型PWM整流器的六个开关管为IGBT开关管，这六个IGBT开关管的状态Sa/b/c采用式(1)的方式表示：
[0075]
[0076] S3.2：利用克拉克变换得到直流母线电压Udc在αβ坐标系下的分量uconvα和uconvβ，如式(2)所示：
[0077]
[0078] 式(2)中，Sa为a相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sb为b相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态，Sc为c相电压型PWM整流器的六个IGBT开关管状态；
[0079] S3.3：利用克拉克变换得到对称三相电流ia、ib、ic在αβ坐标系下的分量iα和iβ，如式(3)所示：
[0080]
[0081] S3.4：利用公式 得到虚拟磁链ψ在αβ坐标系下的分量ψα和ψβ，其中：L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感；
[0082] S3.5：利用公式 得到有功功率p和无功功率q，其中：ω为电网电压角速度；
[0083] S3.6：利用公式 得到估算的电网电压在αβ坐标系下的分量eα和eβ。
[0084] 步骤S4中，k时刻的有功功率补偿值 以及k时刻的无功功率补偿值 的表达式为：
[0085]
[0086]
[0087] 式(4a)和(4b)中， 为k时刻系统所采用的非零电压矢量，ta是非零电压矢量的作用时间，t0是零电压矢量V0的作用时间， 是非零电压矢量 对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量 对应的无功功率变k k化率， 是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，p为k时刻瞬时有功功率，q为k时刻瞬时无功功率。
[0088] 步骤S5中，k时刻的有功功率误差的绝对值|Δp|以及k时刻的无功功率误差的绝对值|Δq|如(5)所示：
[0089]
[0090] 步骤S6中，得到的与输出值有关的目标函数cf如(6)所示：
[0091]
[0092] 式(6)中， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率， 为(Va,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率。
[0093] 步骤S7中，各个电压矢量所对应k+1时刻的瞬时有功功率变化率 以及k+1时刻的瞬时无功功率变化率 如(7a)和(7b)所示：
[0094]
[0095]
[0096] 式(7a)和(7b)中， 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的α分量； 是在不同的电压矢量作用下，三相电压型PWM整流器离散电压在α-β坐标系下的β分量；R为三相电压型PWM整流器交流侧的电阻，ω为电网电压角频率，L为三相电压型PWM整流器交流侧的滤波电感。
[0097] 步骤S8中具体包括以下步骤：
[0098] S8.1：在一个周期内采用两个电压矢量，其中包括一个非零电压矢量以及一个零电压矢量；根据V0作为零电压矢量的原则，总共有六个不同的电压矢量组合，如(V1,V0),(V2,V0),…,(V6,V0)；
[0099] S8.2：假设电压矢量组合(V1,V0)作用时，其中非零电压矢量的作用时间ta如(8)所示：
[0100]
[0101] 式(8)中， 是非零电压矢量V1对应的有功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的有功功率变化率， 是非零电压矢量V1对应的无功功率变化率， 是零电压矢量V0对应的无功功率变化率，pk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率，qk+1为(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率；
[0102] 如果ta＞Ts，则ta＝Ts，其中Ts为一个开关周期的时间；如果ta＜0，则ta＝0；
[0103] 根据非零电压矢量作用时间以及一个开关周期的时间Ts，得到零电压矢量的作用时间t0为：
[0104] t0＝Ts-ta (9)
[0105] S8.3：根据所得到的各个电压矢量作用时间，预测(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的有功功率pk+1以及(V1,V0)这一电压矢量组合作用下的k+1时刻的无功功率qk+1，如式(10a)和(10b)所示
[0106]
[0107]
[0108] 再根据式(11)，得到假设该电压矢量组合在k+1时刻作用时目标函数的值cf1；
[0109] cf1＝λ2(pref-pk+1)2+(1-λ)2(qref-qk+1)2 (11)
[0110] S8.4：采用S8.1-S8.3同样的做法得到在其他五个的电压矢量组合作用下目标函数的值，分别为cf2,...,cf6。
[0111] 如图1所示为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构图，包括三相电网电压ua/b/c、交流侧的滤波电感L、滤波电容C、电阻负载RL和六个IGBT开关管组成的整流桥；图1中：R为交流侧的滤波电感L上的寄生电阻，ia/b/c为对称三相电流，Sa/b/c为六个IGBT开关管状态，idc为直流侧电流，ic为滤波电容电流，Udc为直流母线电压，iL为负载电流。
[0112] 本案的控制系统如图2所示，包括控制电路和功率主电路：控制电路包括霍尔传感器和主控芯片，本案采用的主控芯片为DSP28335；功率主电路主要包括电压外环和功率内环。
