本发明涉及电力电子变换器领域，具体涉及一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制技术。通过功率变换器级联系统中的负载变换器采用移相全桥变换器以及在移相全桥变换器一个桥臂的中点对直流负母线引入一条LC支路的方式，通过特定的闭环控制，调节移相全桥变换器桥臂的占空比，改善直流母线电压的稳定性；本发明可改善功率变换器级联系统直流母线的电压稳定性以及功率变换器级联系统的动态性能，显著降低成本、体积和重量，同时增加整个系统的功率密度和可靠性，提高输出电压的电能质量。
1.一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法，其特征在于，包括：
(1)规定功率变换器级联系统的电路拓扑结构及控制系统中电子元件名称和对应表示符号为：第一电压传感器VS1、第二电压传感器VS2、第三电压传感器VS3、第一电压控制器Hv1、第二电压控制器Hv2、电流控制器Hc1、高通滤波器Ghp1、高通滤波器Ghp2、低通滤波器Glp1、滤波器Gf；
所述的功率变换器级联系统的电路拓扑结构，采用功率变换器级联系统中的负载变换器为移相全桥变换器以及在移相全桥变换器一个桥臂的中点对直流负母线引入一条LC支路的方式；将一个串联结构的LC电路的一端与一个移相全桥变换器原边直流侧母线电压的负端相连接，并且将LC电路的另一端与移相全桥变换器的一个桥臂的中点相连接；
(2)定义功率变换器级联系统控制程序中控制变量和中间变量，其中第一控制变量
ibr1、第二控制变量ibr2、第三控制变量δd、第四控制变量uc2、第五控制变量uc4以及第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号 为控制变量；LC支路电容Cb两端的实际电压ub、直流母线电压值udc、由高通滤波器Ghp1所得结果ue2、直流母线电压低通分量ulf1、高通滤波器Ghp1的转折频率ωp1、LC支路实际电流值ib、最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1、移相全桥变换器桥臂占空比d、移相全桥变换器的输出电压给定值uor、移相全桥变换器的输出电压uo、由滤波器Gf所得结果ue4、直流母线电压低通分量ulf2和高通滤波器Ghp2的转折频率ωp2为中间变量；另外，Cb为LC支路电容、ubr为LC支路电容Cb的给定电压值、比例系数Cv1为第一部分等效电容容量值、比例系数Cv2为第二部分等效电容容量值、Vm为锯齿载波或三角载波的幅值、R为直流负载电流对应的等效电阻以及N为变压器副边对原边的匝数比；
(3)通过功率变换器级联系统上电初始阶段软件和硬件初始化，将以下控制变量以及中间变量设置为零初值，即：ibr1＝0，δd＝0，uc1＝0，ue2＝0，ibr2＝0，ue2＝0，ulf1＝0，uc2＝0，ue4＝0，ulf2＝0，uc4＝0，(4)通过将LC支路电容Cb的给定的电压值ubr与第一电压传感器VS1采样得到实际的Cb两端电压值ub之差ubr-ub送入第一电压控制器Hv1进行运算，产生第一控制信号ibr1；
(5)通过将第二电压传感器VS2采样得到直流母线电压值udc经过一个在需补偿频段具有微分特性的高通滤波器Ghp1后，得到结果ue2；该结果ue2同时乘以比例系数Cv1、通过低通滤波器Glp1获得的直流母线电压低通分量ulf1和高通滤波器Ghp1的转折频率ωp1，得到的乘积结果除以LC支路电容Cb的实际电压ub后获得第二控制信号ibr2；
(6)通过将第一控制信号ibr1和第二控制信号ibr2叠加形成的ibr1+ibr2设置为最终的LC支路电流控制器给定值，将该值与LC支路实际电流值ib之差ibr1+ibr2-ib送入电流控制器Hc1进行运算，产生第三控制信号δd；将第三控制信号δd与0.5Vm相叠加，获得最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1；该占空比调制信号uc1经环节1/Vm后得到移相全桥变换器桥臂占空比d；
(7)通过执行移相全桥变换器本身输出电压闭环控制程序，将移相全桥变换器输出给定值uor与由第三电压传感器VS3获得的输出电压实际值uo之差uor-uo送入第二电压控制器Hv2进行运算，产生第四控制信号uc2；
(8)通过将直流母线电压实际采样值经过在需补偿频段具有微分特性的滤波器Gf后得到结果ue4；该结果ue4同时乘以比例系数Cv2、通过低通滤波器Glp2获得的直流母线电压低通分量ulf2、高通滤波器Ghp2的转折频率ωp2、 和 得到乘积第五控制变量uc4；将此控制变量uc4作为移相全桥变换器输出电压闭环控制器输出的修正量，将第四控制信号uc2和第五控制信号uc4叠加的结果uc2+uc4设置为第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号(9)通过将得到的移相全桥变换器桥臂占空比信号d以及第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号 送入控制系统CPU中，实现移相全桥变换器桥臂占空比信号d和脉冲相位控制的DCPC环节，产生驱动桥臂开关管S1、S2、S3、S4的驱动脉冲信号ds1、ds2、ds3、ds4；
其中ds1与ds3互补，ds2与ds4互补，ds1超前ds2的相位为 ds3超前ds4的相位为
(10)在没有得到停机指令的情况下重复执行(4)～(9)步骤，否则退出运行状态。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤(6)中得到移相全桥变换器桥臂占空比的方法，使得引入的LC支路处于充电或放电状态,实现构造第一部分等效电容Cv1。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤(8)中比例系数Cv2是通过移相全桥变换器自身控制实现等效直流母线电容Cv2，不依靠任何额外硬件电路，实现构造第二部分等效电容Cv2。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述LC支路的第一部分等效电容Cv1与第二部分等效电容Cv2可根据以下原则来确定：Cv1+Cv2＞Creq-Ceq
式中，Creq为满足直流母线电压稳定所需的最小的直流母线电容容量，Ceq为源变换器等效输出电容和外加的直流母线支撑电容之总和；Ldc，Rdc分别为源变换器输出阻抗的等效电感和电阻， 为直流母线电压额定值，Ps0为工作点上的负载功率。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述的步骤(6)中得到移相全桥变换器桥臂占空比d，根据输出滤波电感Lf的伏秒平衡原理满足条件：即移相全桥变换器两个桥臂之间的移相角小于或至多等于桥臂上开关管占空比d与2π的乘积。
一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子变换器领域，具体涉及一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法。
背景技术
[0002] 由于在功率变换器级联系统中，具有高带宽控制负载变换器可呈现不同程度的恒功率负阻抗特性，这会导致级联系统在直流母线电压失稳。所以通过有效的控制手段改善直流母线电压的稳定性对于功率变换器级联系统的运行十分重要。
[0003] 目前对于一般的功率变换器级联系统，通常仅区分以源变换器和负载变换器为被控对象进行独立的控制系统设计，虽然这种独立的控制系统设计可保证源变换器和负载变换器独立运行时都能稳定工作，但是由于源变换器输出阻抗和负载变换器输入阻抗之间的匹配关系不满足Middlebrook判据，而使得所构成的级联系统的直流母线电压振荡。
发明内容
[0004] 本发明提供的一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法，以改善直流母线电压的稳定性。
[0005] 一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法，包括：
[0006] (1)规定功率变换器级联系统的电路拓扑结构及控制系统中电子元件名称和对应表示符号为：第一电压传感器VS1、第二电压传感器VS2、第三电压传感器VS3、第一电压控制器Hv1、第二电压控制器Hv2、电流控制器Hc1、高通滤波器Ghp1、高通滤波器Ghp2、低通滤波器Glp1、滤波器Gf；
[0007] (2)定义功率变换器级联系统控制程序中控制变量和中间变量，其中第一控制变量ibr1、第二控制变量ibr2、第三控制变量δd、第四控制变量uc2、第五控制变量uc4以及第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号 为控制变量；LC支路电容Cb两端的实际电压ub、直流母线电压值udc、由高通滤波器Ghp1所得结果ue2、直流母线电压低通分量ulf1、高通滤波器Ghp1的转折频率ωp1、LC支路实际电流值ib、最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1、移相全桥变换器桥臂占空比d、移相全桥变换器的输出电压给定值uor、移相全桥变换器的输出电压uo、由滤波器Gf所得结果ue4、直流母线电压低通分量ulf2和高通滤波器Ghp2的转折频率ωp2为中间变量；另外，Cb为LC支路电容、ubr为LC支路电容Cb的给定电压值、比例系数Cv1为第一部分等效电容容量值、比例系数Cv2为第二部分等效电容容量值、Vm为锯齿载波或三角载波的幅值、R为直流负载电流对应的等效电阻以及N为变压器副边对原边的匝数比；
[0008] (3)通过功率变换器级联系统上电初始阶段软件和硬件初始化，将以下控制变量以及中间变量设置为零初值，即：ibr1＝0，δd＝0，uc1＝0，ue2＝0，ibr2＝0，ue2＝0，ulf1＝0，uc2＝0，ue4＝0，ulf2＝0，uc4＝0，
[0009] (4)通过将LC支路电容Cb的给定的电压值ubr与第一电压传感器VS1采样得到实际的Cb两端电压值ub之差ubr-ub送入第一电压控制器Hv1进行运算，产生第一控制信号ibr1；
[0010] (5)通过将第二电压传感器VS2采样得到直流母线电压值udc经过一个在需补偿频段具有微分特性的高通滤波器Ghp1后，得到结果ue2；该结果ue2同时乘以比例系数Cv1、通过低通滤波器Glp1获得的直流母线电压低通分量ulf1和高通滤波器Ghp1的转折频率ωp1，得到的乘积结果除以LC支路电容Cb的实际电压ub后获得第二控制信号ibr2；
[0011] (6)通过将第一控制信号ibr1和第二控制信号ibr2叠加形成的ibr1+ibr2设置为最终的LC支路电流控制器给定值，将该值与LC支路实际电流值ib之差ibr1+ibr2-ib送入电流控制器Hc1进行运算，产生第三控制信号δd；将第三控制信号δd与0.5Vm相叠加，获得最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1；该占空比调制信号uc1经环节1/Vm后得到移相全桥变换器桥臂占空比d；
[0012] (7)通过执行移相全桥变换器本身输出电压闭环控制程序，将移相全桥变换器输出给定值uor与由第三电压传感器VS3获得的输出电压实际值uo之差uor-uo送入第二电压控制器Hv2进行运算，产生第四控制信号uc2；
[0013] (8)通过将直流母线电压实际采样值经过在需补偿频段具有微分特性的滤波器Gf后得到结果ue4；该结果ue4同时乘以比例系数Cv2、通过低通滤波器Glp2获得的直流母线电压低通分量ulf2、高通滤波器Ghp2的转折频率ωp2、 和 得到乘积第五控制变量uc4；将此控制变量uc4作为移相全桥变换器输出电压闭环控制器输出的修正量，将第四控制信号uc2和第五控制信号uc4叠加的结果uc2+uc4设置为第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号
[0014] (9)通过将得到的移相全桥变换器桥臂占空比信号d以及第一桥臂leg1和第二桥臂leg2之间的移相角信号 送入控制系统CPU中，实现移相全桥变换器桥臂占空比信号d和脉冲相位控制的DCPC环节，产生驱动桥臂开关管S1、S2、S3、S4的驱动脉冲信号ds1、ds2、ds3、ds4；其中ds1与ds3互补，ds2与ds4互补，ds1超前ds2的相位为 ds3超前ds4的相位为
[0015] (10)在没有得到停机指令的情况下重复执行(4)～(9)步骤，否则退出运行状态。
[0016] 本发明的有益效果在于：
[0017] 1.本发明设计了基于移相全桥变换器拓扑结构的改善直流母线电压稳定性的控制系统结构以及实现了直流母线等效电容的控制系统设计方法；
[0018] 2.本发明可以改善功率变换器级联系统直流母线的电压稳定性以及功率变换器级联系统的动态性能；
[0019] 3.本发明除引入一条LC支路以外，无需额外电力电子器件及其他硬件控制系统，相对于传统方式通过增加额外的直流母线电压调节器改善级(互)联功率变换器系统直流母线电压稳定性的方法，本发明可以显著降低成本，同时增加整个系统的功率密度和可靠性；
[0020] 4.本发明相对于传统的仅通过负载变换器有源控制改善直流母线电压稳定性的方法，本发明可以降低直流母线电压动态变化对移相全桥变换器输出电压的影响，提高输出电压的电能质量；
[0021] 5.本发明分别以引入的LC支路控制和移相全桥变换器有源控制两种方式构造一定容量的等效电容Cv1和Cv2，减小单独使用LC支路构造等效直流母线电容所需的实际电容容量，有助于降低系统的成本、体积和重量。
附图说明
[0022] 图1为一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法的执行流程图；
[0023] 图2为本发明功率变换器级联系统的电路拓扑结构及其控制系统示意图；
[0024] 图3为本发明功率变换器级联系统的等效简化电路示意图；
[0025] 图4为本发明DCPC模块实现方法的示意图；
[0026] 图5为不采用任何稳定控制策略条件下突加负载时直流母线电压的波形示意图；
[0027] 图6为不采用任何稳定控制策略条件下突加负载时输出电压的波形示意图；
[0028] 图7为采用本发明所述稳定控制策略条件下突加负载时直流母线电压的波形示意图；
[0029] 图8为采用本发明所述稳定控制策略条件下突加负载时输出电压的波形示意图。
具体实施方式
[0030] 下面结合附图对本发明做进一步描述：
[0031] 图1为一种功率变换器级联系统直流母线电压的稳定控制方法的执行流程图。具体说明如下：
[0032] (1)首先在系统上电初始阶段，进行与系统控制相关的软件和硬件初始化工作，其中重要的工作是置程序中的关键控制变量(包括一些中间变量)为零初值，如：ue1＝0，ibr1＝0，ie＝0，δd＝0，uc1＝0，ue2＝0，ibr2＝0，ue2＝0，ulf1＝0；ue3＝0，uc2＝0，ue4＝0，ulf2＝0，uc3＝
0，uc4＝0，
[0033] (2)将LC支路电容Cb电压给定值ubr与电压传感器VS1采样得到的Cb两端实际电压值ub之差(ubr-ub)送入电压控制器Hv1进行运算，产生控制信号ibr1。
[0034] (3)将通过电压传感器VS2采样得到直流母线电压值通过一个高通滤波器Ghp1(近似微分)后所获得的结果ue2同时乘以一个比例系数Cv1(该值对应拟设计的部分等效电容容量值)、直流母线电压低通分量ulf1(通过低通滤波器Glp1获得)和ωp1，将所获得的乘积结果除以LC支路电容电压ub后获得控制信号ibr2，比例系数Cv1即为对应拟设计的一部分等效电容容量值。
[0035] (4)将两个控制信号ibr1和ibr2叠加形成最终的LC支路电流控制器给定值，即(ibr1+ibr2)。(ibr1+ibr2)与LC支路实际电流值ib之差(ibr1+ibr2-ib)，被送入电流控制器Hc1进行运算，产生控制信号δd，将δd与0.5Vm(Vm为锯齿载波或三角载波的幅值)相叠加，获得最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1，该uc1信号经环节1/Vm后得到移相全桥变换器桥臂占空比为d。
[0036] (5)执行移相全桥变换器本身的输出电压闭环控制程序，将移相全桥变换器输出给定值uor与由电压传感器VS3获得的输出电压实际值uo之差(uor-uo)送入电压控制器Hv2进行运算，产生控制信号uc2。
[0037] (6)为了通过控制手段在移相全桥变换器自身控制系统中构造出一定容量的直流母线等效电容。将直流母线电压采样值(实际值)通过一个滤波器Gf(该滤波器在需补偿频段也具有近似微分特性)后的结果ue4同时乘以一个比例系数Cv2(该值对应拟设计的另一部分等效电容容量值)、直流母线电压低通分量ulf2(通过低通滤波器Glp2获得)、ωp2、 和(R为直流负载电流对应的等效电阻，N为变压器副边对原边的匝比)，将此乘积结果uc4作为移相全桥变换器输出电压闭环控制器输出的修正量。将控制信号uc2和uc4叠加的结果(uc2+uc4)即为桥臂leg1和leg2之间的移相角
[0038] (7)将所得到的移相全桥变换器桥臂占空比信号d，桥臂leg1和leg2之间的移相角信号 送入控制系统CPU中实现占空比和脉冲相位控制的DCPC(Duty Cycle and Phase Control)环节产生驱动桥臂开关管S1-S4的驱动脉冲信号ds1-ds4。其中ds1与ds3互补，ds2与ds4互补。ds1(ds3)超前ds2(ds4)的相位为
[0039] (8)在没有得到停机指令的情况下重复执行(2)～(7)步骤，否则退出运行状态。
[0040] 图2为本发明功率变换器级联系统的电路拓扑结构及其控制系统示意图。对实现本发明所述稳定控制策略的要点进行必要的说明如下：
[0041] (1)对利用LC支路实现等效电容的说明：
[0042] 理论上将直流母线电压取微分后乘以一个代表等效电容值的系数Cv1其结果相当于产生一个等效电容电流iv1，即：
[0043]
[0044] 则等效的电容功率为
[0045]
[0046] 在实际应用中，为了避免使用纯微分环节( 对应Laplace变换为s)在控制系统中导致额外的高频噪声，而将其以一个高通滤波器Ghp1来近似替代。
[0047]
[0048] 式中ωp1为高通滤波器的转折频率，且需要使Ghp1的相位超前频带(具有微分特性的频带)覆盖直流母线电压振荡的频带。
[0049] 则等效功率可表示为：
[0050]
[0051] 若将此功率由LC支路电容Cb来补偿，则Cb应提供的动态电流为：
[0052]
[0053] 如附图2所示，将信号ibr2作为LC支路电流指令值的一部分，通过开关管复用(复用S1和S3)控制LC支路电流ib的大小和流向来近似ibr2的特性，从而实现等效电容的功能，即相当于将直流母线电压波动转嫁为LC支路电容Cb端电压ub的波动。
[0054] (2)对LC支路电容电压给定值的说明：
[0055] 参照附图2，本专利中将LC支路电容Cb端电压ub的给定值设置为直流母线电压额定的一半，这是因为，理论上若直流母线电压稳定，则移相全桥变换器桥臂开关管的占空比均为0.5，忽略LC支路电感Lb的压降，Cb端电压ub稳态时近似为Udc/2。
[0056] (3)对通过移相全桥变换器自身控制实现等效直流母线电容的说明：
[0057] 虽然都是通过控制手段来构造等效电容，但是通过移相全桥变换器自身控制实现等效直流母线电容不依靠任何而外的硬件电路。对照附图1，首先将采样的直流母线电压输入滤波环节Ghp2。理论上Ghp2应为一个理想微分环节，虽然这样可以改善直流母线电压的稳定性，但很容易引入高频噪声，使输出电压uo的控制性能受到更多的负面影响。因此根据实际情况可选用下式所示的高通滤波器作为Ghp2的传递函数，例如下式所示的高通滤波器。
[0058]
[0059] 式中的ωp2分别为高通滤波器的转折频率。
[0060] 参照附图2，与利用LC支路实现等效电容相类似，此处引入的理想等效电容功率为：
[0061]
[0062] 若使Ghp2的相位超前频带(具有微分特性的频带)覆盖直流母线电压振荡的频带，则等效功率近似为：
[0063]
[0064] 若将此等效功率转移到负载端，则导致的负载电流变化量为：
[0065]
[0066] 由于负载变换器采用电压单闭环控制，需将此电流变化量转换为对应的等效移相角变化量为：
[0067]
[0068] 式中R为直流负载电流对应的等效电阻，N为移相全桥变换器隔离变压器副边对原边的变比。
[0069] (4)对通过LC支路控制和移相全桥变换器自身有源控制实现等效电容两者相结合的说明：
[0070] 本专利的一个重要特征就是将通过LC支路控制实现等效直流母线电容和通过负载端移相全桥变换器实现等效直流母线电容相结合。如此产生的优越性主要有：(a)可以改善功率变换器级联系统直流母线电压稳定性及动态性能；(b)除增加一条LC支路而外，不需要额外的电力电子器件及额外的硬件控制系统，相对于传统方式通过增加额外的直流母线电压调节器改善级联/互联功率变换器系统直流母线电压稳定性的做法，本专利所述方法除了可以显著降低成本外，还可以增加整个系统的功率密度和可靠性；(c)相对于传统的仅通过负载变换器有源控制改善直流母线电压稳定性的思路，本专利所述方法可以降低直流母线电压动态变化对移相全桥变换器输出电压的影响，提高器输出电压的电能质量。(d)此外，分别以LC支路控制和移相全桥变换器有源控制两种方式分别构造一定容量的等效直流母线电容，可以减小单独使用LC支路构造等效直流母线电容所需的电容容量，这也有助于降低系统的成本和体积/重量。
[0071] (5)对移相全桥变换器桥臂占空比变化范围的说明:
[0072] 由于在本专利中后级移相全桥变换器同时工作在桥臂移相控制和桥臂开关管占空比控制状态。为了保证两种控制之间的相互解耦，根据输出滤波电感Lf的伏秒平衡原理需要满足以下条件：
[0073]
[0074] 即移相全桥变换器两个桥臂之间的移相角小于或至多等于桥臂上开关管(如S1)占空比d与2π的乘积。
[0075] (6)对等效电容总容量的要求:对照附图2，假设级联系统中负载端的移相全桥变换器近似具有理想恒功率负载特性，则附图2可简化为附图3所示的形式，根据附图3可得：
[0076]
[0077] 式中 和 分别为直流母线电压小信号扰动量和负载功率小信号扰动量。
[0078]
[0079] Ps0为某稳态工作点得负载变换器吸收功率。
[0080] 根据Routh判据，式 满足稳定的条件是：
[0081]
[0082] 扣除源变换器等效输出电容和直流母线上已有的电容量Ceq，需另外至少通过控制手段补偿的电容量为
[0083] Cv1+Cv2>Creq-Ceq
[0084] (7)对DCPC环节的说明:
[0085] 根据所输入的占空比d和移相角 存在于控制系统微处理器中的占空比(Duty Cycle)和驱动脉冲相位控制(Phase Control)环节(DCPC)用于产生附图2所示移相全桥变
换器桥臂开关管S1-S4的驱动脉冲信号ds1-ds4。以锯齿载波为例，实现占空比和驱动脉冲相位控制的原理可用附图4来说明。
[0086] 图3为本发明功率变换器级联系统的等效简化电路示意图。本发明目的实现过程如下：
[0087] 由于源变换器具有多种形式，因此在附图2中，不失一般性，用一个含理想直流电压源us、电阻Rdc、电感Ldc以及电容Creq的简化电路来表示级联系统前级的源变换器。其中Rdc和Ldc分别为源变换输出阻抗的等效电阻和电感，Creq为保证直流母线电压稳定所需的电容量。
[0088] 后级主电路(不计LbCb串联支路)为移相全桥变换器。电感Lb电容Cb串联构成所述的LC支路，该支路一端连接在移相全桥变换器一个桥臂的中点(如附图2中的A点)，另一端连接在直流负母线上(如附图2中的Bus-，直流正母线为Bus+)。CS为电流传感器，用于检测LC支路的电流ib。VS1、VS2何VS3均为电压传感器，分别用于检测LC支路电容Cb两端的电压ub、直流母线电压udc和移相全桥变换器的输出电压uo。通过电压传感器VS1获得LC支路电容两端电压ub，此电压值与电容Cb两端电压的参考值ubr的偏差ue1＝ubr-ub被送入电压控制器Hv1进行运算，产生控制信号ibr1。
[0089] 将直流母线电压采样值通过一个高通滤波器Ghp1(具有近似微分特性)后所获得的结果ue2同时乘以一个比例系数Cv1(该值对应拟设计的部分等效电容容量值)、直流母线电压低通分量ulf1(通过低通滤波器Glp1获得)和ωp1，将所获得的乘积结果除以LC支路电容电压ub后获得控制信号ibr2。将两个控制信号ibr1和ibr2叠加形成最终的LC支路电流控制器给定值，即(ibr1+ibr2)。将(ibr1+ibr2)与LC支路实际电流值ib之差(ibr1+ibr2-ib)，被送入电流控制器Hc1进行运算，产生控制信号δd，将δd与0.5Vm(Vm为锯齿载波或三角载波的幅值)相叠加，获得最终的移相全桥变换器桥臂占空比调制信号uc1，该uc1信号经环节1/Vm后得到移相全桥变换器桥臂占空比为d。
[0090] 移相全桥变换器本身输出电压采用一个电压单闭环控制结构。移相全桥变换器两个桥臂leg1和leg2之间的移相角为 移相全桥变换器的输出电压给定值为uor，其输出电压实际值uo通过电压传感器VS3测量获得。将uo与uor之差(uor-uo)送入电压控制器Hv2进行运算，产生控制信号uc2。
[0091] 为了通过控制手段在移相全桥变换器自身控制系统中构造出一定容量的直流母线等效电容，将直流母线电压采样值通过一个高通滤波器Ghp2(该滤波器在需补偿频段也具有近似微分特性)后的结果ue4同时乘以一个比例系数Cv2(该值对应拟设计的另一部分等效电容容量值)、直流母线电压低通分量ulf2(通过低通滤波器Glp2获得)、ωp2、 和 (R为直流负载电流对应的等效电阻，N为变压器副边对原边的匝比)，将此乘积结果uc4作为移相全桥变换器输出电压闭环控制器输出的修正量。将控制信号uc2和uc4叠加的结果(uc2+uc4)即为桥臂leg1和leg2之间的移相角
