一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统及控制方法

摘要

本发明涉及一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统及控制方法，其中，所述低频动态磁铁电源包括：依次连接的整流器、PWM逆变器和磁铁负载，所述控制系统包括：一连接在所述整流器与PWM逆变器之间的降压斩波电路，以及一与该降压斩波电路和所述磁铁负载连接的控制器。本发明通过控制降压斩波电路中开关管来控制储能电容两端的电压，从而降低了电源的输入无功波动，使低频动态磁铁电源的输入功率跟踪磁铁负载有功功率，进而达到了降低低频动态磁铁电源网侧输入功率大幅度低频波动的目的。

权利要求

1.一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统，所述低频动态磁铁电源包括：依次连接的整流器、PWM逆变器和磁铁负载，所述磁铁负载包括负载电感和负载电阻；其特征在于，所述系统包括：一连接在所述整流器与PWM逆变器之间的降压斩波电路，以及一与该降压斩波电路和所述磁铁负载连接的控制器，其中：所述降压斩波电路包括一开关管、一与其连接的储能电容、一续流二极管和一输出滤波电感，其中，所述开关管的漏极与所述整流器的正输出端连接，其源极与所述续流二极管的负极连接，该续流二极管的正极与所述整流器的负输出端连接，所述输出滤波电感的一端连接至所述续流二极管的负极，其另一端连接至所述储能电容的正极，该储能电容的负极连接至所述整流器的负输出端；

所述控制器包括：

一电压瞬时采样模块，其采集所述储能电容两端的电压，并将其转换为电压数字信号；

一与所述电压瞬时采样模块连接的移动平均模块，其对所述电压数字信号进行处理，并获得当前储能电容电压值；

一电流瞬时采样模块，其采集流过所述磁铁负载的负载电流，并将其转换为电流数字信号；

一与所述电流瞬时采样模块连接的滤波模块，其对所述电流数字信号进行滤波，并获得滤波信号；

一与所述滤波模块连接的计算给定模块，其根据所述滤波信号计算获得给定电压值；

一PI调节器，其对所述储能电容电压值与给定电压值之间的差值进行PI运算，并得到PWM占空比；

一连接在所述PI调节器与开关管之间的PWM发生器，其根据所述PWM占空比向所述开关管的栅极提供PWM信号，以驱动该开关管控制所述储能电容两端的电压；

储能电容与负载电感的能量方程为：

其中，umax为储能电容与PWM逆变器的最高耐压值；udc为储能电容两端的电压；LO为负载电感；C为储能电容；iL为负载电流。

2.根据权利要求1所述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统，其特征在于，所述控制器还包括：一与外部上位机连接的网络接口。

3.一种低频动态磁铁电源的输入功率控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：步骤S0，提供如权利要求1-2中任意一项所述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统；

步骤S1，通过所述电压瞬时采样模块采集所述储能电容两端的电压，并将其转换为电压数字信号；

步骤S2，通过所述移动平均模块对所述电压数字信号进行处理，并获得当前储能电容电压值；

步骤S3，通过所述电流瞬时采样模块采集流过所述磁铁负载的负载电流，并将其转换为电流数字信号；

步骤S4，通过所述滤波模块对所述电流数字信号进行滤波，并获得滤波信号；

步骤S5，通过所述计算给定模块根据所述滤波信号计算获得给定电压值；

步骤S6，通过所述PI调节器对所述储能电容电压值与给定电压值之间的差值进行PI运算，并得到PWM占空比；

步骤S7，通过所述PWM发生器根据PWM占空比向所述开关管的栅极提供PWM信号，以驱动该开关管控制所述储能电容两端的电压；

储能电容与负载电感的能量方程为：

其中，umax为储能电容与PWM逆变器的最高耐压值；udc为储能电容两端的电压；LO为负载电感；C为储能电容；iL为负载电流。

说明书

一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统及控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及一种低频动态磁铁电源，尤其涉及一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统及控制方法。

背景技术

[0002] 低频动态磁铁电源是指磁铁负载的输出功率波形呈现低频动态变化的电源，比如：应用在质子治疗装置同步加速环上的0.1Hz～1Hz动态磁铁电源，应用在同步辐射装置增强器上的2Hz动态磁铁电源等，它们都属于低频动态磁铁电源。低频动态磁铁电源工作时，输出电流呈低频动态变化，但由于磁铁负载电感值大，且输出电流变化斜率高，会使电源输出功率呈现低频动态变化，从而导致电源的网侧输入功率出现幅度较大的低频波动，对电网产生冲击，干扰接在同一电网上的其它用电设备，这种影响在大功率情况下表现得尤为突出。

[0003] 为了抑制或降低这种低频干扰，现有技术中，一种方法是加大整流器滤波电感的电感量来滤除整流器输出电流的低频分量，但由于低频动态磁铁电源输出功率的波动频率很低，尤其是大功率情况下，需要的滤波电感的电感量很大，从而大大增加了整个电源装置的体积和重量；另一种方法是通过在整流器与PWM逆变器之间串联一个升压斩波器，通过平滑升压斩波器输入电感的电流，抑制输入功率的低频波动，但此方式只适用于电源输出功率呈周期性变化的情况，对电源输出功率呈非周期变化的情况并不适用，尤其对质子治疗装置同步加速环上的动态磁铁电源，其输出功率波形根据治疗要求的不同，呈非周期性。由此可见，上述两种方法都不是一个很好的解决办法。

发明内容

[0004] 为了解决上述现有技术存在的问题，本发明旨在提供一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统及控制方法，以在不加大电源装置体积的条件下，降低电源的输入无功波动。

[0005] 本发明之一所述的一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统，所述低频动态磁铁电源包括：依次连接的整流器、PWM逆变器和磁铁负载，所述系统包括：一连接在所述整流器与PWM逆变器之间的降压斩波电路，以及一与该降压斩波电路和所述磁铁负载连接的控制器，其中：

[0006] 所述降压斩波电路包括一开关管以及一与其连接的储能电容；

[0007] 所述控制器包括：

[0008] 一电压瞬时采样模块，其采集所述储能电容两端的电压，并将其转换为电压数字信号；

[0009] 一与所述电压瞬时采样模块连接的移动平均模块，其对所述电压数字信号进行处理，并获得当前储能电容电压值；

[0010] 一电流瞬时采样模块，其采集流过所述磁铁负载的负载电流，并将其转换为电流数字信号；

[0011] 一与所述电流瞬时采样模块连接的滤波模块，其对所述电流数字信号进行滤波，并获得滤波信号；

[0012] 一与所述滤波模块连接的计算给定模块，其根据所述滤波信号计算获得给定电压值；

[0013] 一PI调节器，其对所述储能电容电压值与给定电压值之间的差值进行PI运算，并得到PWM占空比；

[0014] 一连接在所述PI调节器与开关管之间的PWM发生器，其根据所述PWM占空比向所述开关管的栅极提供PWM信号，以驱动该开关管控制所述储能电容两端的电压。

[0015] 在上述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统中，所述控制器还包括：一与外部上位机连接的网络接口。

[0016] 在上述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统中，所述降压斩波电路还包括：一续流二极管和一输出滤波电感，其中，所述开关管的漏极与所述整流器的正输出端连接，其源极与所述续流二极管的负极连接，该续流二极管的正极与所述整流器的负输出端连接，所述输出滤波电感的一端连接至所述续流二极管的负极，其另一端连接至所述储能电容的正极，该储能电容的负极连接至所述整流器的负输出端；

[0017] 本发明之二所述的一种低频动态磁铁电源的输入功率控制方法，其包括以下步骤：

[0018] 步骤S0，提供如上所述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统；

[0019] 步骤S1，通过所述电压瞬时采样模块采集所述储能电容两端的电压，并将其转换为电压数字信号；

[0020] 步骤S2，通过所述移动平均模块对所述电压数字信号进行处理，并获得当前储能电容电压值；

[0021] 步骤S3，通过所述电流瞬时采样模块采集流过所述磁铁负载的负载电流，并将其转换为电流数字信号；

[0022] 步骤S4，通过所述滤波模块对所述电流数字信号进行滤波，并获得滤波信号；

[0023] 步骤S5，通过所述计算给定模块根据所述滤波信号计算获得给定电压值；

[0024] 步骤S6，通过所述PI调节器对所述储能电容电压值与给定电压值之间的差值进行PI运算，并得到PWM占空比；

[0025] 步骤S7，通过所述PWM发生器根据PWM占空比向所述开关管的栅极提供PWM信号，以驱动该开关管控制所述储能电容两端的电压。

[0026] 由于采用了上述的技术解决方案，本发明在低频动态磁铁电源的整流器与PWM逆变器之间增加了一个降压斩波电路，并通过控制器控制降压斩波电路中开关管来控制储能电容两端的电压，从而降低了电源的输入无功波动，使低频动态磁铁电源的输入功率跟踪磁铁负载有功功率，进而达到了降低低频动态磁铁电源网侧输入功率大幅度低频波动的目的。

附图说明

[0027] 图1是本发明之一的一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统的电路原理图；

[0028] 图2示出了低频动态磁铁电源的磁铁负载输出功率波形与整流器输入功率波形。

具体实施方式

[0029] 下面结合附图，给出本发明的较佳实施例，并予以详细描述。

[0030] 如图1所示，本发明之一，即一种低频动态磁铁电源的输入功率控制系统，其中，低频动态磁铁电源包括：依次连接的整流器1、PWM逆变器3、滤波器4和磁铁负载5；输入功率控制系统包括：连接在整流器1与PWM逆变器3之间的降压斩波电路2，以及与降压斩波电路2和磁铁负载5连接的控制器6，其中：

[0031] 整流器1的输入端与电网连接；

[0032] 降压斩波电路2包括：开关管Q、续流二极管D、输出滤波电感L和储能电容C，其中，开关管Q的漏极与整流器1的正输出端连接，其栅极与控制器6连接，其源极与续流二极管D的负极连接，该续流二极管D的正极与整流器1的负输出端连接，输出滤波电感L的一端连接至续流二极管D的负极，其另一端连接至储能电容C的正极，该储能电容C的负极连接至整流器1的负输出端；

[0033] PWM逆变器3的正、负输入端分别与降压斩波电路2中储能电容C的正、负极连接，其正、负输出端分别与滤波器4的正、负输入端连接；

[0034] 磁铁负载5包括：串联在滤波器4的正、负输出端之间的负载电感LO和负载电阻RO；

[0035] 控制器6用于对降压斩波电路2中储能电容C两端的电压udc进行控制，其包括：PI调节器7、PWM发生器8、移动平均模块9、电压瞬时采样模块10、滤波模块11、电流瞬时采样模块12、计算给定模块13和网络接口14，其中：

[0036] 电压瞬时采样模块10与降压斩波电路2连接，以采集储能电容C两端的电压udc，并将其转换为电压数字信号；

[0037] 移动平均模块9与电压瞬时采样模块10连接，以对电压数字信号进行加权递推移动平均计算(即，对不同时刻的电压数字信号加以不同的权值系数，且越接近现时刻的数据，权值系数越大，由此用于滤除电压数字信号中的高频分量并降低随机信号的干扰)，并获得当前储能电容电压值us；

[0038] 电流瞬时采样模块12与磁铁负载5连接，以采集流过磁铁负载5的负载电流iL，并将其转换为电流数字信号；

[0039] 滤波模块11与电流瞬时采样模块12连接，以对电流数字信号进行滤波(滤除负载电流iL中的高频分量)，并获得滤波信号；

[0040] 计算给定模块13与滤波模块11连接，以根据滤波信号计算获得给定电压值u*，其计算公式如下：

[0041]

[0042] 其中，umax为储能电容C与PWM逆变器3的最高耐压值，该值为定值，其选择要求如下：不高于储能电容与PWM逆变器最高耐压及其它并联在储能电容上的元件耐压值，并留有一定裕量，如，储能电容耐压450V，PWM逆变器耐压1200V，考虑20％裕量，umax＝450*(100％-20％)＝360V；PI调节器7接受储能电容电压值us与给定电压值u*之间的差值，即偏差电压值ue，并对其进行PI运算以得到PWM占空比M；

[0043] PWM发生器8连接在PI调节器7与降压斩波电路2之间，以根据PWM占空比M向开关管Q的栅极提供PWM信号，从而驱动开关管Q控制储能电容C两端的电压udc，进而控制输入功率波动；需要注意的是，上述控制器6的控制流程的运算周期与PWM信号同步，即运算周期等于PWM信号周期，以保证每个PWM周期都能更新PWM占空比M，保证足够的调整率来提高控制效果。

[0044] 网络接口14与外部上位机(图中未示)连接，以在调试过程中实时修改上述各功能模块的运行参数，包括：控制系统的运算频率，即等同于电压、电流瞬时采样模块10、12的采样频率，以及PWM发生器8输出PWM信号的频率；移动平均模块9的平均次数及权值系数；滤波模块11的截至频率；PI调节器7的比例系数kp，积分时间常数ki等)，从而优化控制效果；具体来说：

[0045] 控制系统的运算频率越高，则整个系统的控制带宽越高，会带来更好的控制效果，但是运算频率受限于开关管Q的损耗、及电压、电流瞬时采样模块10、12的采样能力等因素，对IGBT开关管，一般取16kHz到25kHz，对MOSFET或者其他更高速器件，可以取25kHz～200kHz不等；

[0046] 对移动平均模块9而言，平均次数越多，则得到的储能电容电压值us的变化越平缓，从而可以有效抑制高频分量与随机信号的干扰，但平均次数太大也会导致采集的储能电容电压值us相位滞后严重，从而导致系统控制带宽过低，控制效果不理想；平均次数越小，则不能有效抑制高频分量与随机信号的干扰，使系统鲁棒性差，易震荡；另外，权值系数越大，则可以有效降低相位延迟，提高控制带宽；

[0047] 滤波模块11的截至频率越低，则采集的负载电流值变化越平稳，从而能够有效抑制高频分量，提高系统的鲁棒性；

[0048] PI调节器7的比例系数低，则会导致系统控制带宽小，控制误差大，比例系数高，则会提高系统带宽，降低控制误差，但太大也会导致系统震荡；另外，积分常数低，则会使控制系统存在静差，储能电容电压调节效果不理想。

[0049] 上述控制系统的原理如下：

[0050] 若希望低频动态磁铁电源动态运行过程中所产生的无功能量在储能电容C与负载电感LO之间动态交换，则在不考虑负载电阻RO消耗有功的情况下，储能电容C与磁铁负载中负载电感LO的能量方程为：

[0051]

[0052] 其中，umax为储能电容C与PWM逆变器3的最高耐压值；

[0053] 因此，储能电容C两端的电压udc与负载电流iL有唯一对应关系：

[0054]

[0055] 由此可见，在低频动态磁铁电源动态运行过程中，通过控制储能电容C的电压值，即可控制储能电容C存储的无功能量，使储能电容C的无功存储能力能够满足负载电感LO的无功能量需求，即在负载电流iL上升过程中，负载电感LO从储能电容C吸收无功，储能电容C释放无功；在负载电流iL下降过程中，负载电感LO的无功回馈到储能电容C，储能电容C吸收无功(在此动态过程中，负载电感LO几乎或很少从电网吸收或释放无功)，由此，低频动态磁铁电源动态运行过程中所产生的无功能量在储能电容C与负载电感LO之间动态交换，从而降低电源从电网汲取的无功能量，大大降低了电网的功率波动。

[0056] 本发明之二，即一种低频动态磁铁电源的输入功率控制方法，包括以下步骤：

[0057] 步骤S0，提供如上所述的低频动态磁铁电源的输入功率控制系统；

[0058] 步骤S1，通过电压瞬时采样模块10采集储能电容C两端的电压udc，并将其转换为电压数字信号；

[0059] 步骤S2，通过移动平均模块9对电压数字信号进行处理，并获得当前储能电容电压值us；

[0060] 步骤S3，通过电流瞬时采样模块12采集流过磁铁负载5的负载电流iL，并将其转换为电流数字信号；

[0061] 步骤S4，通过滤波模块11对电流数字信号进行滤波，并获得滤波信号；

[0062] 步骤S5，通过计算给定模块13根据滤波信号计算获得给定电压值u*；

[0063] 步骤S6，通过PI调节器7对储能电容电压值us与给定电压值u*之间的差值进行PI运算，并得到PWM占空比M；

[0064] 步骤S7，通过PWM发生器8根据PWM占空比M向开关管Q提供PWM信号，从而驱动开关管Q控制储能电容C两端的电压udc，进而控制输入功率波动。

[0065] 在本发明中，降压斩波电路2虽然也如现有技术中所述的用到了滤波电感，但是，该滤波电感L在电路中的作用是抑制开关管Q在开关过程中产生的高次谐波电流，故需要的电感量很小，几乎没有增加电源装置的体积和重量；并且通过控制电源输入功率跟踪磁铁负载有功功率，使得本发明同时适用于低频动态磁铁电源的输出功率呈周期性和非周期变化的情况。

[0066] 在本实施例中，为了减小滤波电感L的体积及高频噪声，开关管Q的开关频率应大于16kHz；为了满足快速开关的要求，开关管Q选用高速自关断器件，如：可选用IGBT或MOSFET，同时，续流二极管D选用快速恢复二极管。

[0067] 另外，在本实施例中，控制器6以一块高性能FPGA为核心，外围配置了多组高性能模拟转数字采样电路，即电压瞬时采样模块10和电流瞬时采样模块12，被采样的模拟信号经模拟转数字采样电路后，变成数字量送入FPGA，由FPGA内各功能模块，即PI调节器7、PWM发生器8、移动平均模块9、滤波模块11和计算给定模块13，进行处理，FPGA内各功能模块采用VHDL语言编写并集成。

[0068] 本发明的控制系统用国产首台质子治疗示范装置的1250A/840V低频动态磁铁电源进行了输入功率控制效果的实验。图2示出了低频动态磁铁电源的磁铁负载输出功率波形与整流器输入功率波形(坐标a为整流器输入功率波形峰值功率，为400kW，坐标b为平顶功率，即负载有功功率，为316kW)，从磁铁负载输出功率波形可以看出，输出功率波动约804kW，若没有有效的输入功率控制，就意味着输入功率波动等于输出功率波动，达804kW。
从整流器输入功率波形可以看出，采用本发明的国产首台质子治疗示范装置的1250A/840V低频动态磁铁电源的输入功率波动仅400kW，远小于输出功率波动，几乎是随负载的有功功率低频波动而变化的，即，本发明基本抑制了输入的无功功率波动。实验证明，本发明在不增加电源装置体积和重量的条件下很好地抑制了输入无功功率的低频波动。

[0069] 综上所述，本发明可以在不加大电源装置体积的条件下，降低电源的输入无功波动，使低频动态磁铁电源的输入功率跟踪磁铁负载有功功率，并且适用于低频动态磁铁电源的输出功率呈现周期性或非周期性的情况。

[0070] 以上所述的，仅为本发明的较佳实施例，并非用以限定本发明的范围，本发明的上述实施例还可以做出各种变化。凡是依据本发明申请的权利要求书及说明书内容所作的简单、等效变化与修饰，皆落入本发明专利的权利要求保护范围。本发明未详尽描述的均为常规技术内容。